Էլեկտրամատակարարում ir2153 պաշտպանությամբ։ Չորս անջատիչ սնուցման աղբյուր IR2153-ի վրա: Էլեկտրամատակարարման միացում IR2153-ի վրա: Անջատիչ ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուր IR2151, IR2153

PULSE Էլեկտրամատակարարում ՁԵՐ ՁԵՌՔԵՐՈՎ IR2153-ի վրա

Ֆունկցիոնալ առումով, IR2153 միկրոսխեմաները տարբերվում են միայն հարթ փաթեթում տեղադրված դիոդից:

Ֆունկցիոնալ դիագրամ IR2153

IR2153D-ի ֆունկցիոնալ դիագրամ

Սկզբից եկեք նայենք, թե ինչպես է աշխատում միկրոսխեման ինքնին, և միայն այն ժամանակ մենք կորոշենք, թե որ սնուցման աղբյուրը հավաքել դրանից: Նախ, եկեք տեսնենք, թե ինչպես է աշխատում գեներատորը: Ստորև բերված նկարը ցույց է տալիս դիմադրողական բաժանարարի մի հատված, երեք օպերատիվ ուժեղացուցիչներ և RS ֆլիպ-ֆլոպ:

Ժամանակի սկզբնական պահին, երբ նոր էր կիրառվել սնուցման լարումը, C1 կոնդենսատորը չի լիցքավորվում op-amp-ի բոլոր ինվերտացիոն մուտքերում, կա զրո, իսկ դիմադրողական բաժանարարի կողմից առաջացած ոչ հակադարձ դրական լարման դեպքում: Արդյունքում պարզվում է, որ շրջվող մուտքերում լարումը ավելի քիչ է, քան ոչ շրջվողներում, և բոլոր երեք օպերատիվ ուժեղացուցիչներն իրենց ելքերում կազմում են սնուցման լարման մոտ լարում, այսինքն. գերան միավոր.
Քանի որ R մուտքագրումը (զրոյի սահմանումը) ձգանչի վրա շրջվում է, ապա դրա համար այն կլինի մի վիճակ, որում այն ​​չի ազդում ձգանի վիճակի վրա, բայց S մուտքագրում կլինի մեկ մատյան, որը նույնպես սահմանում է. մուտքագրեք մեկը ձգանման ելքի վրա, և Ct կոնդենսատորը R1 ռեզիստորի միջով կսկսի լիցքավորվել: Պատկերի վրա Ct-ի վրա լարումը ցույց է տրված կապույտ գիծով,կարմիր - լարումը DA1 ելքում, կանաչ - DA2 ելքի վրա, Ա վարդագույն - RS ձգան ելքի վրա:

Հենց որ Ct-ում լարումը գերազանցում է 5 Վ-ը, DA2-ի ելքում ձևավորվում է լոգարիթմական զրո, և երբ, շարունակելով լիցքավորել Ct, լարումը հասնում է 10 վոլտից մի փոքր ավելի արժեքի, ելքի վրա կհայտնվի լոգարիթմական զրո: DA1, որն իր հերթին RS գործարկիչը կդնի լոգարիթմական զրոյական վիճակի: Այս պահից Ct-ը կսկսի լիցքաթափվել նաև R1 դիմադրության միջոցով, և հենց որ նրա վրայով լարումը մի փոքր պակաս դառնա 10 Վ սահմանված արժեքից, DA1 ելքի վրա նորից կհայտնվի լոգարիթմական միավոր: Երբ Ct կոնդենսատորի վրա լարումը դառնում է 5 Վ-ից պակաս, DA2-ի ելքում կհայտնվի լոգարիթմական միավոր և RS ֆլիպ-ֆլոպը կդարձնի մեկ վիճակի, և Ct-ը նորից կսկսի լիցքավորվել: Իհարկե, ֆլիպ-ֆլոպի շրջված ելքային RS-ում լարումը կունենա հակառակ տրամաբանական արժեքներ։
Այսպիսով, RS ձգանի ելքերում, փուլային հակառակ, բայց տևողությամբ հավասար, ձևավորվում են լոգի մեկ և զրոյական մակարդակներ.

Քանի որ IR2153 հսկիչ իմպուլսների տևողությունը կախված է Ct կոնդենսատորի լիցքաթափման արագությունից, անհրաժեշտ է ուշադիր ուշադրություն դարձնել տախտակը հոսքից լվանալու վրա. չպետք է արտահոսք լինի ոչ կոնդենսատորի տերմինալներից, ոչ էլ տպագիր միացումից: տախտակի դիրիժորները, քանի որ դա հղի է ուժային տրանսֆորմատորի միջուկի մագնիսացմամբ և ուժային տրանզիստորների ձախողմամբ:
Միկրոշրջանում կա նաև ևս երկու մոդուլ. Ուլտրամանուշակագույն ճառագայթման հայտնաբերումԵվ ԼՈԳԻԿ. Դրանցից առաջինը պատասխանատու է գեներատորի գործընթացի մեկնարկի համար՝ կախված մատակարարման լարումից, իսկ երկրորդը առաջացնում է իմպուլսներ։ ՄԵՌԱԼ ԺԱՄԱՆԱԿ, որոնք անհրաժեշտ են էլեկտրաէներգիայի փուլի միջանցիկ հոսանքը բացառելու համար։
Այնուհետև տեղի է ունենում տրամաբանական մակարդակների տարանջատում. մեկը դառնում է կիսակամուրջի հսկիչ վերին թևը, իսկ երկրորդը՝ ստորին: Տարբերությունը կայանում է նրանում, որ վերին թևը կառավարվում է երկու դաշտային տրանզիստորներով, որոնք, իրենց հերթին, վերահսկում են գետնից «պոկված» և սնուցման լարումից «պոկված» վերջնական փուլը։ Եթե ​​դիտարկենք IR2153-ի ընդգրկման պարզեցված սխեման, ապա ստացվում է այսպիսի բան.

IR2153-ի 8, 7 և 6 կապերը համապատասխանաբար VB, HO և VS ելքերն են, այսինքն. բարձր կողմի հսկողության էլեկտրամատակարարում, բարձրակողմ հսկողության վերջնական փուլի ելքը և բարձր կողմի կառավարման մոդուլի բացասական լարը: Պետք է ուշադրություն դարձնել այն փաստին, որ միացման պահին հսկիչ լարումը առկա է ֆլիպ-ֆլոպի Q RS-ում, հետևաբար ցածր կողմի հզորության տրանզիստորը բաց է: C3 կոնդենսատորը լիցքավորվում է VD1 դիոդի միջոցով, քանի որ դրա ստորին ելքը միացված է ընդհանուր մետաղալարին VT2 տրանզիստորի միջոցով:
Հենց որ միկրոսխեմայի RS ձգան փոխում է իր վիճակը, VT2-ը փակվում է, և IR2153-ի 7-րդ կետի հսկիչ լարումը բացում է VT1 տրանզիստորը: Այս պահին միկրոսխեմայի 6-րդ պտուտակի լարումը սկսում է աճել, և VT1-ը բաց պահելու համար դրա դարպասի լարումը պետք է ավելի մեծ լինի, քան աղբյուրում: Քանի որ բաց տրանզիստորի դիմադրությունը հավասար է օհմի տասներորդներին, դրա արտահոսքի լարումը շատ ավելի մեծ չէ, քան աղբյուրում: Ստացվում է, որ տրանզիստորը բաց վիճակում պահելու համար պահանջվում է առնվազն 5 վոլտ ավելի լարում, քան մատակարարման լարումը, և դա իսկապես այդպես է. բաց վիճակը, քանի որ դրա մեջ պահվող էներգիան այս պահին հանդիսանում է միկրոսխեմայի պատուհանի փուլի վերին թևի մատակարարման լարումը: VD1 դիոդը ժամանակի այս պահին թույլ չի տալիս C3-ին լիցքաթափել բուն միկրոսխեմայի ուժային ավտոբուսին:
Հենց ավարտվում է 7-րդ պտուտակի հսկիչ զարկերակը, VT1 տրանզիստորը փակվում է, այնուհետև բացվում է VT2, որը կրկին լիցքավորում է C3 կոնդենսատորը մինչև 15 Վ լարման:

Շատ հաճախ, C3 կոնդենսատորին զուգահեռ, սիրողականները տեղադրում են 10-ից 100 միկրոֆարադ հզորությամբ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատոր, նույնիսկ չխորանալով այս կոնդենսատորի անհրաժեշտության մեջ: Փաստն այն է, որ միկրոսխեման կարող է աշխատել 10 Հց-ից մինչև 300 կՀց հաճախականություններով, և այս էլեկտրոլիտի անհրաժեշտությունը տեղին է միայն մինչև 10 կՀց հաճախականությունների, այնուհետև, պայմանով, որ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորը լինի WL կամ WZ շարքի, նրանք տեխնոլոգիապես ունեն փոքր երև ավելի հայտնի են որպես համակարգչային կոնդենսատորներ՝ ոսկե կամ արծաթյա ներկով մակագրություններով.

Անջատիչ սնուցման ստեղծման մեջ օգտագործվող փոխակերպման հանրաճանաչ հաճախականությունների համար հաճախականությունները վերցվում են 40 կՀց-ից բարձր և երբեմն ճշգրտվում են մինչև 60-80 կՀց, ուստի էլեկտրոլիտ օգտագործելու արդիականությունը պարզապես անհետանում է. նույնիսկ 0,22 uF հզորությունը արդեն բավական է բացելու համար: և պահեք SPW47N60C3 տրանզիստորը բաց վիճակում, որն ունի 6800 pF դարպասի հզորություն: Իմ խիղճը հանգստացնելու համար տեղադրվում է 1 uF կոնդենսատոր, և լրացնում է այն փաստը, որ IR2153-ը չի կարող ուղղակիորեն միացնել նման հզոր տրանզիստորները, ապա C3 կոնդենսատորի կուտակված էներգիան բավարար է մինչև 2000 pF դարպասի հզորությամբ տրանզիստորները կառավարելու համար, այսինքն. մոտ 10 Ա առավելագույն հոսանք ունեցող բոլոր տրանզիստորները (տրանզիստորների ցանկը ստորև ներկայացված է աղյուսակում): Եթե ​​դեռ կասկածներ ունեք, ապա առաջարկվող 1 uF-ի փոխարեն օգտագործեք 4,7 uF կերամիկական կոնդենսատոր, բայց դա անիմաստ է.

Արդար չի լինի չնկատել, որ IR2153 չիպն ունի անալոգներ, այսինքն. նմանատիպ ֆունկցիոնալությամբ միկրոչիպեր: Սրանք IR2151 և IR2155 են: Պարզության համար մենք կամփոփենք հիմնական պարամետրերը աղյուսակում, և միայն դրանից հետո մենք կպարզենք, թե դրանցից որն է ավելի լավ պատրաստել.

Ինչպես երևում է աղյուսակից, միկրոսխեմաների միջև տարբերություններն այնքան էլ մեծ չեն. երեքն էլ ունեն նույն շունտ zener դիոդը էլեկտրամատակարարման համար, մեկնարկի և դադարեցման լարումը բոլոր երեքի համար գրեթե նույնն է: Տարբերությունը կայանում է միայն վերջնական փուլի առավելագույն հոսանքի մեջ, որը որոշում է, թե որ ուժային տրանզիստորները և ինչ հաճախականություններով կարող են կառավարել միկրոսխեմաները: Որքան էլ տարօրինակ թվա, բայց ամենահայտնի IR2153-ը պարզվեց, որ ոչ ձուկ է, ոչ միս. այն չունի վերջին վարորդական փուլի նորմալացված առավելագույն հոսանք, և վերելքի-անկման ժամանակը որոշ չափով երկարաձգվում է: Նրանք տարբերվում են նաև արժեքով. IR2153-ը ամենաէժանն է, բայց IR2155-ը ամենաթանկն է:
Գեներատորի հաճախականությունը, դա փոխակերպման հաճախականությունն է ( կարիք չկա բաժանել 2-ի) IR2151-ի և IR2155-ի համար որոշվում է ստորև բերված բանաձևերով, իսկ IR2153-ի հաճախականությունը կարելի է որոշել գրաֆիկից.

Որպեսզի պարզեք, թե որ տրանզիստորները կարող են կառավարվել IR2151, IR2153 և IR2155 միկրոսխեմաներով, դուք պետք է իմանաք այս տրանզիստորների պարամետրերը: Միկրոշրջանների և հոսանքի տրանզիստորների միացման ժամանակ ամենամեծ հետաքրքրությունն է դարպասի էներգիան Qg, քանի որ այն կազդի միկրոսխեմայի վարորդների առավելագույն հոսանքի ակնթարթային արժեքների վրա, ինչը նշանակում է, որ պահանջվում է տրանզիստորի պարամետրերով աղյուսակ: Այստեղ ՀԱՏՈՒԿուշադրություն պետք է դարձնել արտադրողին, քանի որ այս պարամետրը տարբերվում է արտադրողից արտադրող: Սա առավել հստակ երևում է IRFP450 տրանզիստորի օրինակում:
Ես հիանալի հասկանում եմ, որ էլեկտրամատակարարման միավորի մեկանգամյա արտադրության համար տասը-քսան տրանզիստորը դեռ մի քիչ շատ է, այնուամենայնիվ, ես տեղադրեցի հղում յուրաքանչյուր տեսակի տրանզիստորի համար. ես սովորաբար այնտեղ եմ գնում: Այսպիսով, սեղմեք, տես գները, համեմատեք մանրածախի և ձախլիկ գնելու հավանականության հետ: Իհարկե, ես չեմ պնդում, որ Ալին ունի միայն ազնիվ վաճառողներ և բոլոր ապրանքները բարձր որակԱմենուր շատ ստահակներ կան։ Այնուամենայնիվ, եթե դուք պատվիրում եք տրանզիստորներ, որոնք արտադրվում են ուղղակիորեն Չինաստանում, շատ ավելի դժվար է բախվել խայտառակությանը: Եվ հենց այդ պատճառով է, որ ես նախընտրում եմ STP և STW տրանզիստորները, և ես նույնիսկ չեմ արհամարհում գնել ապամոնտաժումից, այսինքն. ԲՈՈ.

I g \u003d Q g / t վրա \u003d 63 x 10 -9 / 120 x 10 -9 \u003d 0,525 (A) (1)

Դարպասի մոտ հսկիչ լարման իմպուլսների ամպլիտուդով Ug = 15 V, վարորդի ելքային դիմադրության և սահմանափակող դիմադրության դիմադրության գումարը չպետք է գերազանցի.

R max = U g / I g = 15 / 0,525 = 29 (օմ) (2)

Մենք հաշվարկում ենք վարորդի փուլի ելքային դիմադրությունը IR2155 չիպի համար.

R on \u003d U cc / I առավելագույն \u003d 15V / 210 mA \u003d 71,43 ohms
R անջատված \u003d U cc / I առավելագույն \u003d 15V / 420 mA \u003d 33,71 ohms

Հաշվի առնելով (2) Rmax = 29 Ohm բանաձևի համաձայն հաշվարկված արժեքը, մենք գալիս ենք այն եզրակացության, որ IR2155 վարորդով անհնար է ստանալ IRF840 տրանզիստորի նշված արագությունը: Եթե ​​դարպասի միացումում տեղադրված է Rg = 22 Ohm դիմադրություն, մենք որոշում ենք տրանզիստորի միացման ժամանակը հետևյալ կերպ.

RE միացված = R վրա + R դարպաս, որտեղ RE - ընդհանուր դիմադրություն,Ռ Ռ դարպաս - ուժային տրանզիստորի դարպասի միացումում տեղադրված դիմադրություն = 71,43 + 22 = 93,43 ohms;
Ես միացված եմ \u003d U g / RE միացված, որտեղ ես միացված է բացման հոսանքը, U g - դարպասի կառավարման լարման արժեքը = 15 / 93.43 = 160 մԱ;
t on \u003d Q g / I on \u003d 63 x 10-9 / 0.16 \u003d 392nS
Անջատման ժամանակը կարող է հաշվարկվել նույն բանաձևերով.
RE անջատված = R out + R դարպաս, որտեղ RE - ընդհանուր դիմադրություն,Ռ դուրս - վարորդի ելքային դիմադրություն,Ռ դարպաս - ուժային տրանզիստորի դարպասի միացումում տեղադրված դիմադրություն = 36,71 + 22 = 57,71 ohms;
Ես անջատված եմ \u003d U g / RE անջատված, որտեղ ես անջատված - բացման հոսանք, U g - դարպասի կառավարման լարման արժեքը = 15 / 58 = 259 մԱ;
t անջատված \u003d Q g / I անջատված \u003d 63 x 10-9 / 0,26 \u003d 242nS
Ստացված արժեքներին անհրաժեշտ է ավելացնել սեփական բացման ժամանակը` տրանզիստորի փակումը, որի արդյունքում իրական ժամանակտվրա կլինի 392 + 40 = 432nS, իսկ tանջատված է 242 + 80 = 322 nS:
Այժմ մնում է համոզվել, որ մեկ հոսանքի տրանզիստորը ժամանակ ունի ամբողջությամբ փակելու համար, մինչև երկրորդը սկսի բացվել: Դա անելու համար ավելացրեք tմիացնել և անջատել ստանալով 432 + 322 = 754 nS, այսինքն. 0,754 մկՍ. Ինչի համար է դա? Փաստն այն է, որ միկրոսխեմաներից որևէ մեկը, լինի դա IR2151, թե IR2153, թե IR2155, ունի ֆիքսված արժեք: ՄԵՌԱԼ ԺԱՄԱՆԱԿ, որը 1,2 µS է և կախված չէ հիմնական տատանվող հաճախականությունից: Տվյալների աղյուսակում նշվում է, որ Deadtime-ը (տիպ.) 1,2 µs է, բայց կա նաև մի շատ ամոթալի ցուցանիշ, որից եզրակացությունն ինքնին հուշում է, որ ՄԵՌԱԼ ԺԱՄԱՆԱԿհսկիչ զարկերակի տևողության 10%-ն է.

Կասկածները ցրելու համար միկրոսխեման միացվել է և դրան միացվել է երկալիք օսցիլոսկոպ.

Էլեկտրաէներգիայի մատակարարումը 15 Վ էր, իսկ հաճախականությունը՝ 96 կՀց։ Ինչպես երևում է լուսանկարից, 1 µS ավլման դեպքում դադարի տևողությունը մի փոքր ավելի է, քան մեկ բաժանումը, որը ճշգրիտ համապատասխանում է մոտավորապես 1,2 µS: Հաջորդը, կրճատեք հաճախականությունը և տեսեք հետևյալը.

Ինչպես երևում է լուսանկարից 47 կՀց հաճախականությամբ, դադարի ժամանակն իրականում չի փոխվել, հետևաբար այն նշանը, որն ասում է Deadtime (տպ.) 1,2 մկվ, ճիշտ է:
Քանի որ միկրոսխեման արդեն աշխատում էր, անհնար էր դիմակայել ևս մեկ փորձի՝ նվազեցնել մատակարարման լարումը, որպեսզի համոզվեք, որ գեներատորի հաճախականությունը մեծացել է: Արդյունքը հետևյալ պատկերն է.

Այնուամենայնիվ, ակնկալիքները չարդարացան. հաճախականությունը մեծացնելու փոխարեն այն նվազել է և 2%-ից պակաս, ինչը, ընդհանուր առմամբ, կարելի է անտեսել, և հարկ է նշել, որ IR2153 չիպը հաճախականությունը բավականին կայուն է պահում. մատակարարման լարումը փոխվել է ավելի քան 30%: Հարկ է նաև նշել, որ դադարի ժամանակը փոքր-ինչ ավելացել է։ Այս փաստը որոշակիորեն հաճելի է. հսկիչ լարման նվազմամբ, բացման ժամանակը - ուժային տրանզիստորների փակումը մի փոքր ավելանում է, և այս դեպքում դադարի ավելացումը շատ օգտակար կլինի:
Պարզվել է նաև, որ Ուլտրամանուշակագույն ճառագայթման հայտնաբերումՀիանալիորեն հաղթահարում է իր գործառույթը. մատակարարման լարման հետագա նվազմամբ գեներատորը կանգ առավ, իսկ աճով միկրոշրջանը նորից գործարկվեց:
Այժմ վերադառնանք մեր մաթեմատիկային, որի արդյունքների համաձայն մենք պարզեցինք, որ դարպասներում տեղադրված 22 Օմ ռեզիստորների դեպքում փակման և բացման ժամանակները IRF840 տրանզիստորի համար կազմում են 0,754 μS, ինչը փոքր է, քան տրանզիստորի կողմից տրված 1,2 μS դադարը: միկրոշրջան ինքնին:
Այսպիսով, IR2155 միկրոսխեմայի միջոցով 22 Օհմ ռեզիստորների միջոցով, միանգամայն նորմալ կլինի կառավարել IRF840-ը, բայց IR2151-ը, ամենայն հավանականությամբ, կհրամայի երկար ապրել, քանի որ փակելու և բացելու համար մեզ անհրաժեշտ էր համապատասխանաբար 259 մԱ և 160 մԱ հոսանք: տրանզիստորները, և այն ունի առավելագույն արժեքներեն 210 մԱ և 100 մԱ։ Իհարկե, դուք կարող եք մեծացնել ուժային տրանզիստորների դարպասներում տեղադրված դիմադրությունները, բայց այս դեպքում վտանգ կա դուրս գալու ՄԵՌԱԼ ԺԱՄԱՆԱԿ. Սուրճի մրուրով գուշակությամբ չզբաղվելու համար EXCEL-ում աղյուսակ է կազմվել, որը կարող եք վերցնել։ Ենթադրվում է, որ միկրոսխեմայի մատակարարման լարումը 15 Վ է։
Միացման միջամտությունը նվազեցնելու և ուժային տրանզիստորների փակման ժամանակի որոշակի նվազում զարկերակային արգելափակում x էլեկտրամատակարարումը շունտավորում է կա՛մ ուժային տրանզիստորը՝ ռեզիստորով և միացված կոնդենսատորով, կա՛մ էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորն ինքնին անջատված է նույն շղթայում: Այս հանգույցը կոչվում է snubber: Սնուբեր շղթայի դիմադրությունն ընտրվում է արտահոսքի աղբյուրի դիմադրության 5-10 անգամ մեծ արժեքով դաշտային ազդեցության տրանզիստորբաց վիճակում։ Շղթայի կոնդենսատորի հզորությունը որոշվում է արտահայտությունից.
C \u003d tdt / 30 x R
որտեղ tdt-ը վերին և ստորին տրանզիստորների միացման դադարն է: Ելնելով այն հանգամանքից, որ անցողիկ տեւողությունը, որը հավասար է 3RC-ին, պետք է լինի 10 անգամ պակաս, քան մեռած ժամանակի tdt տեւողությունը:
Խոնավացումը հետաձգում է դաշտային տրանզիստորի բացման և փակման պահերը՝ համեմատած նրա դարպասի մոտ հսկիչ լարման անկման հետ և նվազեցնում է արտահոսքի և դարպասի միջև լարման փոփոխության արագությունը: Արդյունքում, ընթացիկ իմպուլսների գագաթնակետային արժեքներն ավելի փոքր են, և դրանց տևողությունը ավելի երկար է: Գրեթե առանց միացման ժամանակը փոխելու, խամրող սխեման զգալիորեն նվազեցնում է դաշտային ազդեցության տրանզիստորի անջատման ժամանակը և սահմանափակում առաջացած ռադիոմիջամտությունների սպեկտրը:

Տեսությունը մի փոքր կարգավորելով, կարող եք անցնել գործնական սխեմաների:
IR2153 անջատիչ էլեկտրամատակարարման ամենապարզ սխեման էլեկտրոնային տրանսֆորմատոր է, որն ունի նվազագույն գործառույթներ.

Դիագրամը չի պարունակում որևէ մեկը լրացուցիչ հնարավորություններ, իսկ երկրորդական երկբևեռ մատակարարումը ձևավորվում է երկու ուղղիչով՝ միջին կետով և զույգ Շոտկի դիոդներով։ C3 կոնդենսատորի հզորությունը որոշվում է 1 Վտ բեռի դիմաց 1 միկրոֆարադ հզորության հիման վրա: C7 և C8 կոնդենսատորները ունեն հավասար հզորություն և գտնվում են 1 uF-ից մինչև 2,2 uF միջակայքում: Հզորությունը կախված է օգտագործվող միջուկից և ուժային տրանզիստորների առավելագույն հոսանքից և տեսականորեն կարող է հասնել 1500 Վտ: Այնուամենայնիվ, սա միայն ՏԵՍԱԿԱՆ , ենթադրելով, որ տրանսֆորմատորի վրա կիրառվում է 155 VAC, և STP10NK60Z-ի առավելագույն հոսանքը հասնում է 10 Ա-ի: Գործնականում, բոլոր տվյալների աղյուսակներում նշվում է առավելագույն հոսանքի նվազում՝ կախված տրանզիստորի բյուրեղի ջերմաստիճանից, իսկ STP10NK60Z տրանզիստորի համար առավելագույն հոսանքը 10 Ա է 25 աստիճան Ցելսիուսի բյուրեղային ջերմաստիճանում: 100 աստիճան Ցելսիուսի բյուրեղային ջերմաստիճանում առավելագույն հոսանքն արդեն 5,7 Ա է և մենք խոսում ենքբյուրեղի ջերմաստիճանի մասին, և ոչ թե ջերմահեռացնող եզրի, և առավել եւս՝ ռադիատորի ջերմաստիճանի մասին։
Հետևաբար, առավելագույն հզորությունը պետք է ընտրվի տրանզիստորի առավելագույն հոսանքի հիման վրա, որը բաժանված է 3-ի, եթե սա էլեկտրամատակարարում է հզորության ուժեղացուցիչի համար և բաժանվում է 4-ի, եթե սա մշտական ​​բեռի համար էլեկտրամատակարարում է, ինչպիսիք են շիկացած լամպերը:
Հաշվի առնելով վերը նշվածը, մենք ստանում ենք, որ հզորության ուժեղացուցիչի համար կարող եք ձեռք բերել անջատիչ էներգիայի մատակարարում 10 / 3 \u003d 3.3A, 3.3A x 155V \u003d 511W հզորությամբ: Մշտական ​​բեռի համար մենք ստանում ենք էլեկտրամատակարարում 10 / 4 \u003d 2.5 A, 2.5 A x 155V \u003d 387W: Երկու դեպքում էլ օգտագործվում է 100% արդյունավետություն, ինչը բնության մեջ չի լինում։. Բացի այդ, եթե ելնենք այն փաստից, որ 1 մկՖ առաջնային հզորության հզորությունը 1 Վտ հզորության դիմաց, ապա մեզ անհրաժեշտ է 1500 μF հզորությամբ կոնդենսատոր կամ կոնդենսատորներ, և նման հզորությունն արդեն պետք է լիցքավորվի փափուկ մեկնարկի միջոցով: համակարգեր։
Ծանրաբեռնված պաշտպանությամբ և երկրորդային էներգիայի փափուկ մեկնարկով անջատիչ սնուցման աղբյուրը ներկայացված է հետևյալ գծապատկերում.

Առաջին հերթին, այս էլեկտրամատակարարումն ունի գերբեռնվածության պաշտպանություն, որը պատրաստված է ընթացիկ տրանսֆորմատորի վրա: Ընթացիկ տրանսֆորմատորի հաշվարկի վերաբերյալ մանրամասները կարելի է կարդալ: Այնուամենայնիվ, դեպքերի ճնշող մեծամասնության դեպքում միանգամայն բավարար է 12 ... 16 մմ տրամագծով ֆերիտի օղակը, որի վրա մոտ 60 ... 80 պտույտ է փաթաթվում երկու լարերի մեջ: Տրամագիծը 0,1...0,15 մմ։ Այնուհետեւ մեկ ոլորուն սկիզբը միացված է երկրորդի ծայրերին: Սա երկրորդական ոլորուն է: Առաջնային ոլորուն պարունակում է մեկ կամ երկու, երբեմն ավելի հարմար է մեկուկես պտույտ:
Նաև շղթայում R4 և R6 ռեզիստորի արժեքները կրճատվում են, որպեսզի ընդլայնվի առաջնային մատակարարման լարման միջակայքը (180 ... 240V): Որպեսզի միկրոշրջանում տեղադրված զեներ դիոդը չծանրաբեռնվի, շղթան ունի առանձին զեներ դիոդ՝ 15 Վ 1,3 Վտ հզորությամբ։
Բացի այդ, էլեկտրամատակարարման մեջ ներդրվեց երկրորդային էներգիայի փափուկ մեկնարկ, ինչը հնարավորություն տվեց բարձրացնել երկրորդային էներգիայի ֆիլտրերի հզորությունը մինչև 1000 μF ±80 Վ ելքային լարման դեպքում: Առանց այս համակարգի էլեկտրամատակարարումը մտավ: պաշտպանություն միացման պահին. Պաշտպանության գործողության սկզբունքը հիմնված է IR2153-ի աշխատանքի վրա միացման պահին բարձրացված հաճախականությամբ: Սա տրանսֆորմատորում կորուստներ է առաջացնում, և այն չի կարողանում առավելագույն հզորություն հասցնել բեռին: R8-R9 բաժանարարի միջոցով գեներացիան, տրանսֆորմատորին մատակարարվող լարումը մտնում է VD5 ​​և VD7 դետեկտորը և սկսվում է C7 կոնդենսատորի լիցքավորումը: Հենց որ լարումը բավարար է դառնում VT1-ը բացելու համար, C3-ը միանում է միկրոսխեմայի հաճախականության կարգավորող շղթային և միկրոսխեման հասնում է աշխատանքային հաճախականությանը:
Ներդրվել են նաև առաջնային և երկրորդային լարումների լրացուցիչ ինդուկտացիաներ: Էլեկտրաէներգիայի առաջնային ինդուկտիվությունը նվազեցնում է էլեկտրամատակարարման կողմից առաջացած միջամտությունը և գնում դեպի 220 Վ ցանց, իսկ երկրորդը նվազեցնում է ՌԴ ալիքը բեռի ժամանակ:
Այս տարբերակում կա ևս երկու լրացուցիչ երկրորդական սնուցման աղբյուր: Առաջինը նախատեսված է համակարգչի տասներկու վոլտ հովացուցիչը սնուցելու համար, իսկ երկրորդը՝ հզորության ուժեղացուցիչի նախնական փուլերը սնուցելու համար։
Շղթայի մեկ այլ ենթատարբերակ է միաբևեռ ելքային լարմամբ անջատիչ սնուցումը.

Իհարկե, որ երկրորդական ոլորուն հաշվում է անհրաժեշտ լարման վրա: Էներգամատակարարումը կարող է զոդվել նույն տախտակի վրա՝ առանց գծապատկերում չգտնվող մոնտաժային տարրերի:

Անջատիչ սնուցման աղբյուրի հաջորդ տարբերակը կարող է մատակարարել մոտ 1500 Վտ բեռ և պարունակում է փափուկ մեկնարկային համակարգեր ինչպես առաջնային, այնպես էլ երկրորդային էներգիայի համար, ունի գերբեռնվածության պաշտպանություն և հովացուցիչի լարում: հարկադիր սառեցում. Հզոր ուժային տրանզիստորների կառավարման խնդիրը լուծվում է VT1 և VT2 տրանզիստորների վրա թողարկող հետևորդների միջոցով, որոնք լիցքաթափում են դարպասի հզորությունը: հզոր տրանզիստորներձեր միջոցով.

Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորների փակման նման ստիպելը թույլ է տալիս օգտագործել բավականին հզոր ատյաններ, ինչպիսիք են IRFPS37N50A, SPW35N60C3, էլ չեմ խոսում IRFP360-ի և IRFP460-ի մասին:
Միացման պահին առաջնային ուժային դիոդային կամուրջին լարումը մատակարարվում է R1 ռեզիստորի միջոցով, քանի որ ռելեի K1 կոնտակտները բաց են: Այնուհետև, լարումը, R5-ի միջոցով, մատակարարվում է միկրոսխեմային և R11 և R12-ի միջոցով ռելեի ոլորուն ելքին: Այնուամենայնիվ, լարումը աստիճանաբար աճում է - C10-ը բավականին մեծ հզորություն է: Ռելեի երկրորդ ոլորումից լարումը մատակարարվում է zener դիոդին և թրիստորին VS2: Հենց լարումը հասնի 13 Վ-ի, արդեն բավական կլինի բացել VS2-ը 12 վոլտ zener դիոդն անցնելուց հետո։ Այստեղ պետք է հիշել, որ IR2155-ը սկսվում է մոտավորապես 9 Վ սնուցման լարումից, հետևաբար, VS2-ը IR2155-ի միջոցով բացելու պահին այն արդեն կստեղծի հսկիչ իմպուլսներ, միայն նրանք կմտնեն առաջնային ոլորուն R17 ռեզիստորի և C14 կոնդենսատորի միջոցով, քանի որ Բաց է նաև K1 ռելեի կոնտակտների երկրորդ խումբը: Սա զգալիորեն կսահմանափակի երկրորդային էներգիայի ֆիլտրի կոնդենսատորների լիցքավորման հոսանքը: Հենց որ VS2 թրիստորը բացվի, լարումը կկիրառվի ռելեի ոլորուն վրա, և երկու կոնտակտային խմբերը կփակվեն: Առաջինը շունտավորում է ընթացիկ սահմանափակող R1 ռեզիստորը, իսկ երկրորդը՝ R17 և C14:
Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորն ունի սպասարկման ոլորուն և VD10 և VD11 դիոդների վրա հիմնված ուղղիչ, որից սնուցվելու է ռելեը, ինչպես նաև միկրոսխեմայի լրացուցիչ սնուցում: R14-ը ծառայում է սահմանափակելու հարկադիր հովացման օդափոխիչի հոսանքը:
Օգտագործված թրիստորներ VS1 և VS2 - MCR100-8 կամ նմանատիպ TO-92 փաթեթում
Դե, այս էջի վերջում մեկ այլ սխեման գտնվում է նույն IR2155-ի վրա, բայց այս անգամ այն ​​կգործի որպես լարման կարգավորիչ.

Ինչպես նախորդ տարբերակում, էլեկտրական տրանզիստորները փակվում են երկբևեռ VT4 և VT5-ով: Շղթան հագեցած է VT1-ի վրա երկրորդական լարման փափուկ մեկնարկով: Մեկնարկը կատարվում է մեքենայի բորտային ցանցից, այնուհետև էներգիան մատակարարվում է 15 Վ կայունացված լարման միջոցով, որը սնվում է VD8, VD9, ռեզիստոր R10 և zener դիոդ VD6 դիոդներով:
Այս սխեմայում կա ևս մեկ բավականին հետաքրքիր տարր՝ tC: Սա ջերմատախտակի գերտաքացումից պաշտպանություն է, որը կարող է օգտագործվել գրեթե ցանկացած ինվերտորի հետ: Հնարավոր չեղավ գտնել միանշանակ անուն, սովորական մարդկանց մեջ սա ինքնակարգավորվող ջերմային ապահովիչ է, գնացուցակներում այն ​​սովորաբար ունի KSD301 նշումը: Այն օգտագործվում է բազմաթիվ կենցաղային էլեկտրական սարքերում որպես պաշտպանիչ կամ ջերմաստիճանը կարգավորող տարր, քանի որ դրանք արտադրվում են արձագանքման տարբեր ջերմաստիճաններով: Ապահովիչը այսպիսի տեսք ունի.

Հենց որ ջերմատախտակի ջերմաստիճանը հասնի ապահովիչի անջատման սահմանին, REM կետից հսկիչ լարումը կհեռացվի, և ինվերտերը կանջատվի: Ջերմաստիճանը 5-10 աստիճանով իջնելուց հետո ապահովիչը կվերականգնվի և սնուցման հսկիչ լարումը և փոխարկիչը նորից կգործարկվի: Նույն ջերմային ապահովիչը, ջրհորը կամ ջերմային ռելեը կարող են օգտագործվել նաև ցանցի էլեկտրամատակարարման մեջ՝ վերահսկելով ռադիատորի ջերմաստիճանը և անջատելով հոսանքը, գերադասելի ցածր լարումը, անցնելով միկրոսխեման. այս կերպ ջերմային ռելեն ավելի երկար կաշխատի։ . Դուք կարող եք գնել KSD301:
VD4, VD5 - արագ դիոդներ SF16, HER106 սերիաներից և այլն:
Ծանրաբեռնված պաշտպանությունը կարող է ներդրվել շղթայի մեջ, բայց դրա զարգացման ընթացքում հիմնական շեշտը դրվել է մանրանկարչության վրա, նույնիսկ softstart հանգույցը մեծ հարց էր:
Փաթաթող մասերի և տպագիր տպատախտակների արտադրությունը նկարագրված է հոդվածի հաջորդ էջերում:

Դե, ի վերջո, ինտերնետում հայտնաբերվեցին միացման էլեկտրամատակարարման մի քանի սխեմաներ:
Թիվ 6 սխեման վերցված է Զոդման երկաթի կայքից.

IR2153 ինքնակառավարվող վարորդի հաջորդ էլեկտրամատակարարման դեպքում ուժեղացուցիչի կոնդենսատորի հզորությունը կրճատվում է մինչև 0,22 միկրոֆարադ (C10) նվազագույն բավարարություն: Միկրոշրջանը սնուցվում է ուժային տրանսֆորմատորի արհեստական ​​միջնակետից, ինչը կարևոր չէ: Չկա գերբեռնվածությունից պաշտպանություն, ուժային տրանսֆորմատորին մատակարարվող լարման ձևը մի փոքր շտկվում է L1 ինդուկտիվությամբ.

Ընտրելով սխեմաներ այս հոդվածի համար, ես հանդիպեցի այս մեկին: Գաղափարն այն է, որ երկու IR2153 օգտագործվեն կամուրջի փոխարկիչում: Հեղինակի գաղափարը միանգամայն հասկանալի է. ձգանի ելքային RS-ը սնվում է մուտքային Ct-ին և, տրամաբանորեն, ստրուկ միկրոշրջանի ելքերում պետք է ձևավորվեն փուլային հակադիր հսկիչ իմպուլսներ:
Գաղափարը հետաքրքրեց և իրականացվեց հետաքննական փորձ՝ աշխատունակության ստուգման թեմայով։ IC2-ի ելքերում հնարավոր չէր կայուն կառավարման իմպուլսներ ստանալ՝ կա՛մ վերին դրայվերն էր աշխատում, կա՛մ ստորին: Բացի այդ, դադարի փուլը ՄԵՌԱԼ ԺԱՄԱՆԱԿ, մեկ չիպի վրա մյուսի համեմատ, ինչը զգալիորեն կնվազեցնի արդյունավետությունը, և գաղափարը ստիպված եղավ հրաժարվել:

Տարբերակիչ հատկանիշ IR2153-ի հաջորդ էլեկտրամատակարարումն այն է, որ եթե այն աշխատում է, ապա այս աշխատանքը նման է փոշու տակառի: Առաջին հերթին, իմ աչքը գրավեց ուժային տրանսֆորմատորի վրա լրացուցիչ ոլորուն՝ IR2153-ը սնուցելու համար: Այնուամենայնիվ, D3 և D6 դիոդներից հետո ընթացիկ սահմանափակող ռեզիստոր չկա, ինչը նշանակում է, որ միկրոսխեմայի ներսում տասնհինգ վոլտ զեներ դիոդը շատ ծանրաբեռնված կլինի: Ինչ է տեղի ունենում, երբ այն գերտաքանում է և ջերմային խզում է, կարելի է միայն կռահել:
VT3-ի վրա ծանրաբեռնված պաշտպանությունը շեղում է C13 ժամանակի կարգավորող կոնդենսատորը, ինչը միանգամայն ընդունելի է:

IR2153-ի վերջին ընդունելի էլեկտրամատակարարման սխեման եզակի չէ: Ճիշտ է, հեղինակը ինչ-ինչ պատճառներով չափազանց շատ նվազեցրեց դիմադրիչների դիմադրությունը ուժային տրանզիստորների դարպասներում և տեղադրեց zener դիոդներ D2 և D3, որոնց նպատակը այնքան էլ պարզ չէ: Բացի այդ, C11 հզորությունը չափազանց փոքր է, չնայած հնարավոր է, որ խոսքը ռեզոնանսային փոխարկիչի մասին է:

IR2155 օգտագործող անջատիչ էլեկտրամատակարարման մեկ այլ տարբերակ կա, և դա կամուրջի փոխարկիչն է կառավարելու համար: Բայց այնտեղ միկրոշրջանը վերահսկում է ուժային տրանզիստորները լրացուցիչ վարորդի և համապատասխան տրանսֆորմատորի միջոցով, և մենք խոսում ենք մետաղների ինդուկցիոն հալման մասին, ուստի այս տարբերակը արժանի է առանձին էջև յուրաքանչյուր ոք, ով հասկացավ կարդացածի գոնե կեսը, պետք է գնա տպագիր տպատախտակներով էջ:

ՏԵՍԱՆՅՈՒԹԵՐ ԻՆՔՆԱԺՈՂՈՎԻ ՀԱՄԱՐ
Զարկերակային էներգիայի մատակարարում, որը հիմնված է IR2153 ԿԱՄ IR2155-ի վրա

Մի քանի խոսք իմպուլսային տրանսֆորմատորների արտադրության մասին.

Ինչպես որոշել պտույտների քանակը՝ առանց ֆերիտի ապրանքանիշը իմանալու.

Հաջորդ սարքը հավաքելիս ավելի ու ավելի տանջող է դառնում այն ​​հարցը, թե ինչպես այն սնուցել: Այո, լավ է, երբ կան շատ տարբեր սարքավորումներ, որտեղ կան համապատասխան տրանսֆորմատորներ, և եթե ետ եք պտտվում ??? Տրանսֆորմատորը ետ փաթաթելը հաճելի գործ չէ, նույնիսկ եթե տրանսֆորմատորի հաշվարկման հավելվածները օգնում են հաշվարկներին, ապա փաթաթման գործընթացը ինքնին հաճախ զայրացնում է:

Հիշում եմ, թե ինչպես էր TSSh-180-ը, լավ անոդ-թելային տրանս, և ես ստիպված էի հետ շրջել: Երևի երկու օր խոցեցի, գումարած լաքով թափեցի, որ ջերմամեկուսացումն ավելի լավ լինի ու չբզվի... Հավաքեցի, սենց առողջ։ Ինքը՝ 3 կգ քաշով և քիչ էր մնում ընկներ ոտքի վրա. Ես մտածեցի այդ ամենի մասին և որոշեցի անցնել էլեկտրամատակարարման միացմանը, և դրա համար շատ պատճառներ կան:

Անջատիչ սնուցման աղբյուրներ ընտրելու պատճառները.

1. ՊԱռաջին և ոչ անկարևոր պատճառը ֆինանսականն է։ Այստեղ մենք ունենք նույն TSSh-180 a.-շիկացման արժեքը 150-180 UAH: Մինչդեռ IR2153-ի վրա հավաքված SMPS 200W-ը կարժենա 130-160 UAH: Այո, տարբերությունը մեծ չէ, բայց ձեր տունը լի է անհրաժեշտ մանրամասներով։ Օրինակ, ես գնել եմ միայն IRF740 և IR2153 և վճարել եմ 40 UAH: Ինչպես է տարբերությունը?? Եվ ես նաև մի փոքր ազատվեցի աղբից)) Եվ նաև անմոռանալի է, որ կամուրջն ու ափերն արդեն հաշվարկի մեջ են, և դուք նույնպես պետք է սա գնել տրանսի համար: Եվ լավ բանկա այն մասին, թե որքան լավ են նրանք արժեն: Իսկ SMPS-ի վրա 22000 մՖ-ի փոխարեն կարող եք տեղադրել 3300 մՖ, և զտման տարբերությունն անգամ չեք նկատի

2. ՄեջԵրկրորդ պատճառը չափերն են։ Տրանսները ծանր են, ուստի 3-4 կգ քաշով 200 վտ, այն փոխարինվում է 300 գ զանգվածով SMPS-ով և տախտակի չափսով մոտ 120 * 120 մմ: Հարմար է DVD տուփի մեջ ինչ-որ հզոր բան հավաքել, օրինակ Լանզար ...

3. ԵԴա ցածր մակարդակմիջամտություն 20-20 000 Հց-ի սահմաններում: Սա ուժեղացուցիչի համար է: ցածր հաճախականություններշատ լավ, նույնիսկ հիանալի: Ոչ մի միջամտություն, ոչ մի ֆոն:

Դիագրամի վրա մենք տեսնում ենք ուժային մասը, որում կա՝ պաշտպանիչ սխեմաներ (R1, R2, FU1) ֆիլտր C-R-C (C1, L1, C1), ուղղիչ ֆիլտրի բաժանիչով (VD1 (400V 3A), C3, C4, C6, C7: , R44, R6) և առանցքային մաս, որը ներառում է երկու մոսֆետ (VT1, VT2), տրանսֆորմատոր (T1) և երկու աղմուկը ճնշող սխեմաներ (R8C9, C8R7)

Կառավարման մասում բարդ բան չկա։ Միկրոշրջանի մատակարարման մասը բաղկացած է բալաստային ռեզիստորից R9, zener դիոդ VD2: զտիչ C10C11 և մեկ այլ բալաստային ռեզիստոր R10: Աշխատանքի ընթացքում գուցե ստիպված լինեք վերցնել R9R10:
PWM հաճախականությունը սահմանվում է R11C13-ով: Եվ այն հաշվարկվում է f = 1 / 1.4 * (R11 + 75 Ohm) * C13 բանաձեւով: Մեր դեպքում f=1/1.4*(10000+75)*0.000000001=70896 Հց= 70.9 կՀց։ Զգույշ եղեք ոտքի մատների հետ

Դե, իսկապես ասելու բան չկա. երկակի դիոդ VD4, ֆիլտր-ուղղիչ C14-L3-C15-C16 և վերջ: Հաշվարկելիս հիշեք, որ սա կայունացված PSU չէ, և լարումը կարող է լողալ: Հետեւաբար, ավելի լավ է հաշվարկելիս մի երկու վոլտ պակաս մուտքագրել

Իմպուլսային տրանսֆորմատորների հաշվարկման հավելվածը կօգնի ձեզ տրանսֆորմատորի հաշվարկում: Խորհուրդ է տրվում երկրորդականը փաթաթել ավելի բարակ մետաղալարով մաշկային էֆեկտից խուսափելու համար:

Ի դեպ, նման շղթայից ընկերներիցս մեկը սնուցվում է 2.1-ով, որը հավաքված է TDA2030A-ի վրա, ընդհանուր 65 Վտ հզորությամբ: Սա փոքր մասն է այն ամենի, ինչ արտադրում է SMPS-ը IR2153-ի վրա, բայց այն աշխատում է մեկ տարի: Այո, կրկին, 70 Վտ տրանսֆորմատորն այժմ արժե նույնը, ինչ SMPS միավորը IR2153-ի վրա, այնպես որ SMPS-ն ունի նաև 130 Վտ պաշար…

Այսքանը, շնորհակալություն բոլորիդ ուշադրության համար և հաջողություն ժողովի հետ...

Էներգամատակարարումը կառուցված է հատակ-կամուրջ սխեմայի վրա, որը հիմնված է IR2153 չիպի վրա: Այս բլոկի ելքում դուք կարող եք ստանալ ցանկացած անհրաժեշտ լարում, ամեն ինչ կախված է տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորման պարամետրերից:

Եկեք ավելի սերտ նայենք միացման էլեկտրամատակարարման սխեմային:

Հենց նման բաղադրիչներով էլեկտրամատակարարման հզորությունը մոտ 150 վտ է։

ցանց AC լարմանապահովիչի և թերմիստորի միջոցով գնում է դիոդային ուղղիչ:

Ուղղիչից հետո կա էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատոր, որը միավորը ցանցին միանալու պահին կլիցքավորվի մեծ հոսանքով, թերմիստորը պարզապես սահմանափակում է այս հոսանքը։ Պահանջվում է կոնդենսատոր՝ 400-450 վոլտ լարմամբ։ Այնուհետև, հոսանքի անջատիչներին մատակարարվում է մշտական ​​լարում: Միևնույն ժամանակ, IR2153 չիպին էներգիա է մատակարարվում սահմանափակող դիմադրության և ուղղիչ դիոդի միջոցով:

Ձեզ անհրաժեշտ է հզոր դիմադրություն, առնվազն 2 վտ, ավելի լավ է վերցնել 5 վտ հզորությամբ: Միկրոսխեմայի մատակարարման լարումը լրացուցիչ հարթվում է 100-ից 470 միկրոֆարադ հզորությամբ փոքր էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորի միջոցով, նախընտրելի է 35 վոլտ: Միկրոշրջանն սկսում է հաջորդականություն առաջացնել ուղղանկյուն իմպուլսներ, որի հաճախականությունը կախված է ժամանակային սխեմայի բաղադրիչների արժեքից, իմ դեպքում հաճախականությունը գտնվում է 45 կՀց տարածքում։

Ելքի վրա տեղադրվում է միջին կետով ուղղիչ: Ուղղիչ TO-220 փաթեթում դիոդային հավաքույթի տեսքով: Եթե ​​ելքային լարումը նախատեսված է 40 վոլտի սահմաններում, ապա կարող են օգտագործվել համակարգչային սնուցման աղբյուրներից զոդված դիոդային հավաքույթներ:

Լարման ուժեղացման կոնդենսատորը նախատեսված է վերին դաշտային անջատիչի ճիշտ աշխատանքի համար, հզորությունը կախված է նրանից, թե որ տրանզիստորն է օգտագործվում, բայց միջինում 1 uF-ը բավական է շատ դեպքերում:

Նախքան սկսելը, դուք պետք է ստուգեք գեներատորի աշխատանքը: Այս նպատակների համար մոտ 15 վոլտ ուղիղ լարում է մատակարարվում արտաքին էներգիայի աղբյուրից միկրոսխեմայի նշված քորոցներին:
Այնուհետև ստուգվում է դաշտային ստեղների դարպասի վրա ուղղանկյուն իմպուլսների առկայությունը, իմպուլսները պետք է լինեն ամբողջովին նույնական, նույն հաճախականությամբ և լիցքավորմամբ:
Էլեկտրամատակարարման առաջին գործարկումը պետք է կատարվի մոտ 40 վտ հզորությամբ 220 վոլտ անվտանգության շիկացած լամպի միջոցով, չափազանց զգույշ եղեք, որ շահագործման ընթացքում չդիպչեք տախտակին, սարքը ցանցից անջատելուց հետո, սպասեք մի քանի անգամ: րոպե, մինչև բարձր լարման կոնդենսատորը լիցքաթափվի համապատասխան դիմադրության միջոցով:
Շատ կարևոր է նշել, որ այս միացումը չունի կարճ միացումից պաշտպանություն, հետևաբար ցանկացած կարճ միացում, նույնիսկ կարճ, կհանգեցնի հոսանքի անջատիչների և IR2153 չիպի խափանումներին, ուստի զգույշ եղեք:

Երկար ժամանակ ինձ անհանգստացնում էր այն թեման, թե ինչպես կարելի է համակարգչից սնուցման աղբյուր օգտագործել որպես ուժային ուժեղացուցիչ։ Բայց էլեկտրամատակարարման վերափոխումը դեռ զվարճալի է, հատկապես իմպուլսային, որն ունի նման խիտ տեղադրում: Չնայած ես սովոր եմ բոլոր տեսակի հրավառություններին, ես իսկապես չէի ուզում վախեցնել ընտանիքիս, և դա նաև վտանգավոր է ինձ համար:

Ընդհանուր առմամբ, հարցի ուսումնասիրությունը հանգեցրեց բավականին պարզ լուծում, որը չի պահանջում հատուկ մանրամասներ և գրեթե ոչ մի ճշգրտում։ Հավաքած-վերածված աշխատանքներ. Այո, և ես ուզում էի զբաղվել օֆորտով տպագիր տպատախտակներօգտագործելով ֆոտոռեզիստ, վերջերս ժամանակակից լազերային տպիչներդարձավ տոնիկ ագահ, և լազերային արդուկման սովորական տեխնոլոգիան չստացվեց: Ես շատ գոհ էի ֆոտոռեզիստի հետ աշխատելու արդյունքից. փորձի համար ես գրատախտակի վրա փորագրեցի 0,2 մմ հաստությամբ գծով: Եվ նա հիանալի ստացվեց: Այսպիսով, բավական պրելյուդներ, ես նկարագրելու եմ սխեման և էլեկտրամատակարարման հավաքման և կարգավորելու գործընթացը:

Էներգամատակարարումն իրականում շատ պարզ է, համակարգչից ոչ այնքան լավ իմպուլսը ապամոնտաժելուց հետո մնացած գրեթե բոլոր մասերը հավաքվում են՝ նրանցից, որոնց «չհաղորդվում է»: Այդ մասերից մեկը իմպուլսային տրանսֆորմատորն է, որը կարելի է օգտագործել առանց ետ պտտելու 12 Վ սնուցման մեջ, կամ վերահաշվարկել, ինչը նույնպես շատ պարզ է՝ ցանկացած լարման համար, որի համար ես օգտագործել եմ Մոսկաթով ծրագիրը։

Անջատիչ էլեկտրամատակարարման բլոկային դիագրամ:

Որպես բաղադրիչներ օգտագործվել են հետևյալը.

ir2153 վարորդ - միկրոսխեմա, որն օգտագործվում է իմպուլսային փոխարկիչներում էլեկտրամատակարարման համար լյումինեսցենտային լամպեր, նրա ավելի ժամանակակից նմանակն են ir2153D և ir2155։ ir2153D-ի օգտագործման դեպքում VD2 դիոդը կարելի է բացառել, քանի որ այն արդեն ներկառուցված է միկրոսխեմայի մեջ։ 2153 սերիայի բոլոր միկրոսխեմաներն արդեն ունեն ներկառուցված 15,6 Վ zener դիոդ հոսանքի միացումում, այնպես որ դուք չպետք է շատ անհանգստացնեք առանձին լարման կարգավորիչի սարքին, որպեսզի վարորդը սնուցվի:

VD1 - առնվազն 400 Վ հակադարձ լարման ցանկացած ուղղիչ;

VD2-VD4 - «բարձր արագությամբ», վերականգնման կարճ ժամանակով (ոչ ավելի, քան 100 վրկ), օրինակ - SF28; Փաստորեն, VD3-ը և VD4-ը կարելի է բացառել, ես դրանք չեմ դրել;

որպես VD4, VD5 - երկակի դիոդ համակարգչային բլոկ«S16C40» սնուցման սարքը Schottky դիոդ է, կարող եք տեղադրել ցանկացած այլ, պակաս հզոր: Այս ոլորուն անհրաժեշտ է ir2153 դրայվերը միացնելու համար անջատիչ փոխարկիչի գործարկումից հետո: Դուք կարող եք բացառել և՛ դիոդները, և՛ ոլորուն, եթե չեք պլանավորում հեռացնել 150 Վտ-ից ավելի հզորությունը;

Դիոդներ VD7-VD10 - հզոր Schottky դիոդներ, առնվազն 100 Վ լարման և առնվազն 10 Ա հոսանքի համար, օրինակ՝ MBR10100 կամ այլք;

տրանզիստորներ VT1, VT2 - ցանկացած հզոր դաշտ, ելքը կախված է դրանց հզորությունից, բայց այստեղ պետք չէ շատ տարվել, ինչպես նաև միավորից հեռացնել ավելի քան 300 Վտ;

L3 - փաթաթված է ֆերիտի ձողի վրա և պարունակում է 0,7 մմ մետաղալարերի 4-5 պտույտ; Այս շղթան (L3, C15, R8) կարելի է ընդհանրապես բացառել, այն անհրաժեշտ է տրանզիստորների աշխատանքը փոքր-ինչ հեշտացնելու համար.

L4 ինդուկտորը փաթաթված է համակարգչից նույն սնուցման աղբյուրի հին խմբի կայունացման ինդուկտորի օղակի վրա և պարունակում է 20-ական պտույտ՝ փաթաթված կրկնակի մետաղալարով:

Մուտքի կոնդենսատորները կարող են մատակարարվել նաև ավելի փոքր հզորությամբ, դրանց հզորությունը կարող է մոտավորապես ընտրվել էլեկտրամատակարարման հզորության հիման վրա, մոտավորապես 1-2 միկրոֆարադ 1 Վտ հզորության համար: Մի տարվեք կոնդենսատորներով և 10,000 միկրոֆարադից ավելի հզորություն դրեք էլեկտրամատակարարման ելքի վրա, քանի որ դա կարող է հանգեցնել «ողջույնի», երբ միացված է, քանի որ դրանք միացված ժամանակ պահանջում են զգալի հոսանք լիցքավորելու համար:

Այժմ մի քանի խոսք տրանսֆորմատորի մասին: Իմպուլսային տրանսֆորմատորի պարամետրերը որոշվում են Մոսկատովի ծրագրում և համապատասխանում են E- ձևավորված միջուկին հետևյալ տվյալներով. S0 = 1,68 քառ. սմ; Sc = 1,44 քառ. սմ; Լավ.լ. = 86 սմ;Փոխակերպման հաճախականությունը - 100 կՀց;

Ստացված հաշվարկված տվյալները.

Փաթաթում 1- 27 պտույտ 0,90 մմ; լարման - 155V; Վերք 2 շերտով 0,45 մմ 2 միջուկից բաղկացած մետաղալարով; Առաջին շերտը` ներքինը պարունակում է 14 պտույտ, երկրորդ շերտը` արտաքինը պարունակում է 13 պտույտ;

ոլորուն 2- 3 պտույտի 2 կես 0,5 մմ մետաղալարով; սա «ինքնակառավարվող ոլորուն» է մոտ 16 Վ լարման համար, այն փաթաթված է մետաղալարով այնպես, որ ոլորման ուղղությունները տարբեր ուղղություններով լինեն, միջին կետը դուրս է բերվում և միացված է տախտակին.

ոլորուն 3- 7 պտույտի 2 կես, փաթաթված նույն լարով, նախ՝ մեկ կեսը մեկ ուղղությամբ, ապա մեկուսիչ շերտի միջով՝ երկրորդ կեսը, հակառակ ուղղությամբ։ Պտուտակների ծայրերը դուրս են բերվում «հյուսի» մեջ և միացվում տախտակի ընդհանուր կետին: Փաթաթումը նախատեսված է մոտ 40 Վ լարման համար:

Նույն կերպ, դուք կարող եք հաշվարկել տրանսֆորմատորը ցանկացած ցանկալի լարման համար: Ես հավաքել եմ 2 այդպիսի սնուցման աղբյուր՝ մեկը TDA7293-ի ուժեղացուցիչի համար, երկրորդը՝ 12 Վ-ի համար՝ բոլոր տեսակի արհեստները սնուցելու համար, օգտագործվում է որպես լաբորատոր:

Էլեկտրամատակարարում ուժեղացուցիչի համար 2x40V լարման համար.

12 Վ անջատիչ էլեկտրամատակարարում.

Էլեկտրաէներգիայի մատակարարման հավաքակազմ այն ​​դեպքում.

Անջատիչ սնուցման աղբյուրի փորձարկման լուսանկար - այն ուժեղացուցիչի համար, որն օգտագործում է 10 ohms մի քանի MLT-2 ռեզիստորների համարժեք բեռ, ներառված այլ հաջորդականությամբ: Նպատակն էր ստանալ տվյալներ հոսանքի, լարման անկման և լարման տարբերության վերաբերյալ զենքերում +/- 40V: Արդյունքում ես ստացա հետևյալ պարամետրերը.

Հզորությունը - մոտ 200 Վտ (ես այլևս չեմ փորձել նկարահանել);

լարումը, կախված ծանրաբեռնվածությունից - 37,9-40,1 ​​Վ ամբողջ միջակայքում 0-ից մինչև 200 Վտ

Ջերմաստիճանը առավելագույն հզորությամբ 200 Վտ կես ժամ փորձարկումից հետո.

տրանսֆորմատոր - մոտ 70 աստիճան Ցելսիուս, դիոդային ռադիատոր առանց ակտիվ փչելու - մոտ 90 աստիճան Ցելսիուս: Ակտիվ փչումով այն արագ մոտենում է սենյակային ջերմաստիճանին և գործնականում չի տաքանում։ Արդյունքում ռադիատորը փոխվել է, իսկ հաջորդ լուսանկարներում էլեկտրամատակարարումն արդեն այլ ռադիատորով է։

Էլեկտրամատակարարումը մշակելիս օգտագործվել են vegalab և radiokot կայքերից նյութեր, այս էլեկտրամատակարարումը մանրամասն նկարագրված է Vega ֆորումում, կան նաև կարճ միացումով պաշտպանությամբ բլոկի տարբերակներ, ինչը վատ չէ: Օրինակ, պատահական կարճ միացման դեպքում երկրորդական միացումում տախտակի վրա ուղին անմիջապես այրվել է

Ուշադրություն.

Առաջին էլեկտրամատակարարումը պետք է միացվի 40 Վտ-ից ոչ ավելի հզորությամբ շիկացած լամպի միջոցով:Երբ դուք առաջին անգամ միացնեք ցանցը, այն պետք է կարճ ժամանակով բռնկվի և դուրս գա: Այն ընդհանրապես չպետք է փայլի: Միևնույն ժամանակ, դուք կարող եք ստուգել ելքային լարումները և փորձել թեթև բեռնել միավորը (ոչ ավելի, քան 20 Վտ): Եթե ​​ամեն ինչ կարգին է, կարող եք հեռացնել լամպը և սկսել փորձարկումը:

Անջատիչ ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուր IR2151, IR2153

Անջատիչ սնուցման աղբյուրները երկրորդական էլեկտրամատակարարման ամենաարդյունավետ դասն են: Դրանք բնութագրվում են կոմպակտ չափսերով, բարձր հուսալիությամբ և արդյունավետությամբ: Թերությունները ներառում են միայն բարձր հաճախականության միջամտության ստեղծումը և նախագծման/իրականացման բարդությունը:

Բոլոր իմպուլսային PB-ները մի տեսակ ինվերտորներ են (համակարգեր, որոնք ստեղծում են փոփոխական լարում բարձր հաճախականության ելքում՝ մուտքի շտկված լարումից):
Նման համակարգերի բարդությունը նույնիսկ սկզբում մուտքային ցանցի լարման ուղղումը կամ ելքային բարձր հաճախականության ազդանշանը DC-ի վերածելը չէ, այլ հետադարձ կապ, որը թույլ է տալիս արդյունավետորեն կայունացնել ելքային լարումը։

Այստեղ հատկապես դժվար կարելի է անվանել բարձր մակարդակի ելքային լարումների վերահսկման գործընթացը։ Շատ հաճախ կառավարման միավորը սնուցվում է ցածր լարման միջոցով, ինչը ստեղծում է մակարդակի համապատասխանության անհրաժեշտություն:

Վարորդներ IR2151, IR2153

Վերին և ստորին ստեղների ալիքները ինքնուրույն (կամ կախված, բայց հատուկ դադարով, որը բացառում է ստեղների միաժամանակյա բացումը) կառավարելու համար օգտագործվում են ինքնաժամացույցով կիսակամուրջ վարորդներ, ինչպիսիք են IR2151 կամ IR2153 (վերջին միկրոսխեման): սկզբնական IR2151-ի բարելավված տարբերակն է, երկուսն էլ փոխարինելի են):

Այս սխեմաների և անալոգների բազմաթիվ փոփոխություններ կան այլ արտադրողների կողմից:

Տանիկ վարորդի միացման սխեման տրանզիստորներով հետևյալն է.

Բրինձ. 1. Վարորդի միացման սխեման տրանզիստորներով

Փաթեթի տեսակը կարող է լինել PDIP կամ SOIC (տարբերությունը ստորև նկարում):

Բրինձ. 2. Փաթեթի տեսակը PDIP և SOIC

Վերջում D տառով փոփոխությունը ենթադրում է լրացուցիչ լարման ուժեղացման դիոդի առկայություն:

IR2151 / 2153 / 2155 միկրոսխեմաների տարբերություններն ըստ պարամետրերի կարելի է տեսնել ստորև բերված աղյուսակում:

Աղյուսակ

UPS IR2153-ի վրա՝ ամենապարզ տարբերակը

Սխեմատիկ դիագրամն ինքնին այսպիսի տեսք ունի.

Բրինձ. 3. UPS-ի միացման դիագրամ

Ելքի վրա դուք կարող եք ստանալ երկբևեռ հզորություն (իրականացվում է միջին կետ ունեցող ուղղիչներով):

PSU-ի հզորությունը կարելի է մեծացնել՝ փոխելով C3 կոնդենսատորի հզորության պարամետրերը (այն համարվում է 1: 1 - 1 Վտ բեռի համար պահանջվում է 1 միկրոֆարադ):

Տեսականորեն, ելքային հզորությունը կարող է ավելացվել մինչև 1,5 կՎտ (թեև այս հզորության կոնդենսատորների համար կպահանջվի փափուկ մեկնարկային համակարգ):

Նշված կոնֆիգուրացիայով միացման դիագրամ, ելքային հոսանքը հասնում է 3,3 Ա (մինչև 511 Վ), երբ օգտագործվում է ուժային ուժեղացուցիչներում, կամ 2,5 Ա (387 Վ), երբ միացված է մշտական ​​բեռ:

UPS գերբեռնվածությունից պաշտպանությամբ

Սխեման ինքնին.

Բրինձ. 4. UPS-ի դիագրամ գերբեռնվածությունից պաշտպանությամբ

Այս PSU-ն ապահովում է գործառնական հաճախականության անցնելու համակարգ, որը վերացնում է ալիքները մեկնարկային հոսանքը(փափուկ մեկնարկ), ինչպես նաև ամենապարզ պաշտպանությունը ՌԴ միջամտությունից (ինդուկտորի մուտքի և ելքի վրա):

UPS մինչև 1,5 կՎտ

Ստորև բերված սխեման կարող է աշխատել բարձր հզորության տրանզիստորների հետ, ինչպիսիք են SPW35N60C3, IRFP460 և այլն:

Բրինձ. 5. Մինչեւ 1,5 կՎտ հզորությամբ UPS-ի սխեմա

Հզոր VT4-ը և VT5-ը վերահսկվում են VT2-ի և VT1-ի վրա թողարկվող հետևորդների միջոցով:

Համակարգչի սնուցման աղբյուրից տրանսֆորմատորի վրա ուժեղացուցիչի էլեկտրամատակարարում

Հաճախ է պատահում, որ բաղադրիչներ գնելու գործնականում կարիք չկա, դրանք կարող են կանգնել և փոշի հավաքել այն սարքավորումների բաղադրության մեջ, որոնք երկար ժամանակ չեն օգտագործվել, օրինակ. համակարգի միավոր PC ինչ-որ տեղ նկուղում կամ պատշգամբում:

Ստորև ներկայացված է ուժեղացուցիչի համար բավականին պարզ, բայց ոչ պակաս աշխատունակ UPS սխեմաներից մեկը: