Կայունացուցիչ՝ նվազագույն լարման փոքր անկմամբ: LED հոսանքի կայունացուցիչ ցածր լարման անկումով: Ինչ է ցածր լարման կայունացուցիչը

ստեղծեց բազմաթիվ արձագանքներ և հարցեր: Բնօրինակ հոդվածի մեկնաբանություններում փորձեցի պատասխանել որոշ հարցերի։ Այստեղ ես կտամ մի քանի պարզ տատանումներ այս կայունացուցիչի թեմայի վերաբերյալ։Ի դեպ, առայժմ ինձ հաջողվեց կառուցել երկու 120 վտ հզորությամբ սնուցման աղբյուր, երկու «տակառ»՝ ըստ քննարկվող սխեմայի հավաքված կայունացուցիչներով։

Աշխատանքային նախատիպ

Արհեստներս պարփակելը միշտ խնդիր է եղել: Այս անգամ, կարծում եմ, հաջողությամբ ազատվեցի Ikea-ի խոհանոցային պարագաների պահարաններից և 6 մմ MDF տախտակից կտրված կլոր փայտից:

Ինչի՞ համար է ամբողջ աղմուկը:

Ինձ հաճախ ասում են խելագար 🙂 Եվ դա ճիշտ է. այսօր կարող եք պատրաստի պատրաստել զարկերակային աղբյուրէլեկտրամատակարարում գրեթե ցանկացած պարամետրերի համար: Հավանաբար այն կարժենա ոչ ավելի, քան ցածր հաճախականության տրանսֆորմատորը, ավելին, սովորաբար պարզվում է, որ այն ավելի թեթև և կոմպակտ է: Ես տրանսի համար մեծ գումար վճարեցի և մի քանի երեկո անցկացրի այս տակառները հավաքելով։ Չնայած ես արդեն ամեն ինչ ունեի անհրաժեշտ աղբյուրները. Ներքևի գիծ. 7 իմպուլսային տուփ ուղարկվել է նկուղ պահեստավորման համար:

Ես կբացահայտեմ իմ խելագարության գաղտնիքը՝ սա իմ տանն էլեկտրամագնիսական դաշտերի խտությունը նվազեցնելու իմ փորձն է։ Օրինակ, մի քանի տարի առաջ միկրոալիքային վառարան նվիրեցին մարդկանց, ովքեր աղբը հանում են մեր նկուղից։ Ճիշտ է, խիղճը դեռ մի քիչ տանջում է. նրանք այժմ ճառագայթվում են և ուտում են ձևափոխված սնունդ։ Այո, և այնտեղ տրանսը հիասքանչ էր 1 կիլովատով: 🙂

Ընդհանրապես էլեկտրամագնիսական միջամտության թեման արժանի է դիսերտացիայի։ Համոզված եմ, որ մեկից ավելի անգամ կվերադառնամ բլոգում...

Նկարները կարելի է «սեղմել» ավելի բարձր լուծաչափով դիտելու համար:

Զոդված է «սարդոստայնով» (MGTF + Kynar)

Տարբերակներ թեմայի շուրջ

Ստորև բերված բոլոր էսքիզներում տարրերի համարակալումը .

Երկու երկրորդական ոլորուն + փափուկ մեկնարկ

Համառոտ, ես արդեն առաջարկել էի նման փոփոխություն նախորդ հոդվածում։ Սահուն մեկնարկը կարելի է ձեռք բերել՝ ավելացնելով ընդամենը մեկ ռեզիստոր R9:

Արդյունավետ առաջնային աղբյուր - երկու երկրորդական ոլորուն

Բաղադրիչների մոտավոր հավաքածու.

• VD1, VD2 = Schottky դիոդներ 8A 40V
• VD5-8 = 0.5A 200V փոքր կամուրջ
• C1 = 15000uF 25V
• C2, C3 = 47uF 25V
• C4 = 1000uF 35V
• R9 = 1 կՕհմ
• C6 = 0.1uF կերամիկա

Ուշադրություն դարձրեք C4-ի ավելացված հզորությանը: R9-ի հետ միասին այն ապահովում է «V ++» լարման սահուն բարձրացում, երբ սարքը միացված է: Քանի որ լարումը կարգավորիչի ելքում չի կարող գերազանցել V++-ը՝ հանած MOS տրանզիստորի շեմային լարումը, այս փոփոխությունը նաև ապահովում է ելքային լարման սահուն բարձրացում սկզբում:

Մեկ երկրորդական ոլորուն + փափուկ մեկնարկ

Դիոդային կամուրջներից այս տատանումների դիագրամում այն ​​շլացնում է աչքերը 🙂 Ես շտապում եմ հիշեցնել, որ բազմապատկիչն ինքնին մնացել է անփոփոխ՝ նույն փոքր կամուրջը և 3 կոնդենսատորը:

Այն դեպքում, երբ համակարգում արդեն կա դրական լարման այլ աղբյուր (մի քանի վոլտ ավելի բարձր, քան անհրաժեշտ է այս կարգավորիչի ելքում), խելամիտ կլինի այն օգտագործել որպես «V ++»: «V++» աղբյուրից կարգավորիչը քաշում է ընդամենը մի քանի միլիամպեր, ինչը չպետք է շատ ծանրաբեռնի մեկ այլ աղբյուրի համար։ Այսպիսով, դուք հեշտությամբ կարող եք ազատվել բազմապատկիչից:

Եկեք անենք առանց ընթացիկ սահմանափակիչի

Առանց հոսանքի սահմանափակիչի, սխեման կարող է աշխատել անցումային տրանզիստորի վրա աննշան անկումով և դեռ ապահովել բարձր բեռնվածության հոսանքներ, ինչը հնարավոր չէ որևէ արդյունաբերական LDO կարգավորիչով, որը ես գիտեմ այսօր:

Տե՛ս ստորև՝ անվանական արժեքների օրինակելի ցանկի համար:

Խնդրում եմ մի խնայեք ապահովիչների վրա: Ավելի լավ է կոպեկի ապակե խողովակը փոխարինել մետաղալարով, քան հանգցնել ծխող տրանսֆորմատորը:
Տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորումից անմիջապես հետո խորհուրդ եմ տալիս տեղադրել «դանդաղ» ապահովիչը («T» տառով՝ ժամանակ): Ապահովիչը պետք է գնահատվի բեռի անվանական հոսանքի մոտավորապես կրկնակի չափով: Ես կտրականապես խորհուրդ չեմ տալիս ապավինել էլեկտրական ցանցի ապահովիչին, հատկապես, երբ տրանսֆորմատորն ունի մի քանի երկրորդական ոլորուններ, որոնցից սնվում են սարքի տարբեր բաղադրիչները: Այս դեպքում «ծխած» սցենարը կարող է լինել հետևյալը՝ մեկ երկրորդը ծանրաբեռնված է և արդեն ծխում է, մինչդեռ ընդհանուր սպառումը մնում է նորմալ միջակայքում, օրինակ՝ սարքի մնացած հանգույցների անջատման պատճառով։

Կարգավորիչի ամբողջական միացում

Հուսով եմ, պարզապես վերագծված է, որպեսզի ավելի հեշտ լինի կարդալ:

Իմ նախատիպից դավանանքների օրինակ.

• R1, R6 = 2,2 կՕհմ
• R2, R3 = 470 Ohm
• R4 = 0,22 օհմ 3 Վտ
• R5 = 12 կՕհմ
• R7 = 2,2 կՕմ բազմակողմանի
• C5 = 10 nF կերամիկա
• VT1 = IRFZ40
• VT2 = 2N2222
• VD9 = 1N5244B (14V zener diode)

Փորձարկում.

Հրաշալի սարքի նկար, որն ինձ ավելի քան մեկ անգամ օգնեց աուդիո ուժեղացուցիչների վրիպազերծման ժամանակ: Այս անգամ նրա օգնությամբ փորձարկեցի իմ «տակառները»՝ նախատեսված 12,6 Վ 2Ա լարման համար՝ կայունացված ելքի վրա։ Ընթացիկ սահմանափակիչը սահմանվել է մոտ 2,5 Ա:

Գաղափարի հետագա զարգացում

1. Արտաքին միացման հսկողություն՝ համակցված փափուկ մեկնարկի հետ;
2. Ջերմակարգավորվող օդափոխիչ;
3. Ջերմային ապահովիչ;
4. Հավաքածու ինքնահավաքման համար;
5. Ծրագրավորվող աղբյուր...

Այսպիսով, հաճախակի ստուգեք, իսկ ավելի լավ՝ բաժանորդագրվեք տեղեկագրին 😉

Այս գրառումը տեղադրվել է , կողմից . Էջանշան դնել .

0.05 Վ ԿԱԹԻԼՈՎ

Տարբեր սարքավորումները մարտկոցներից սնուցելիս հաճախ անհրաժեշտ է դառնում կայունացնել լարման և հոսանքի սպառումը: Օրինակ՝ ստեղծագործելիս DVD լազերային(տես հոդվածը կայքում) կամ LED լապտեր: Այդ նպատակների համար արդյունաբերությունն արդեն մշակել է մի քանի այսպես կոչված միկրոսխեմաներ՝ դրայվերներ, որոնք ցածր լարման փոխարկիչ են՝ ներկառուցված կայունացուցիչով։ Վերջին զարգացումը LT1308A չիպն է:

Որևէ կերպ չնվազեցնելով այս վարորդների արժանապատվությունը, ուզում եմ նշել, որ անգամ մեր մեծ մարզկենտրոնում նման միկրոսխեմաներ չեք կարող ձեռք բերել։ Միայն պատվերով և 10 դրամ գնով։ Հետևաբար, ես առաջարկում եմ պարզ, էժան, բայց արդյունավետ սխեմակայունացուցիչ, ռադիոամատոր 4-ից 2007 թ.

Կայունացման գործակիցը մոտ 10000 է, ելքային լարումը սահմանվում է 2,4 կ* ռեզիստորով 2 - 8 Վ-ի սահմաններում: Երբ մուտքային լարումը ելքից փոքր է, կարգավորող տրանզիստորը լիովին բաց է, իսկ լարման անկումը մի քանի միլվոլտ է: Երբ մուտքային լարումը գերազանցում է ելքը, կարգավորիչի վրա լարման անկումը կազմում է ընդամենը 0,05 Վ: Սա հնարավոր է դարձնում լույսի մատակարարումը և լազերային դիոդներերկուից երեք մատների մարտկոցներ: Ավելին, փոխելով բեռնվածքի հոսանքը 0 - 0,5 Ա-ի սահմաններում, Uout-ը փոխվում է միայն 1 միլիվոլտով: այդպիսի վճարում պարզ սարքդուք չեք կարող թունավորել, բայց կտրել կտրիչով: Ով չգիտի, ես կբացատրեմ՝ մենք սղոցից կոտրված շեղբ ենք վերցնում և սրում հղկաթղթի վրա։ Ավելին, ձեր ձեռքում պահելու հարմարության համար մենք այն փաթաթում ենք հաստ մետաղալարով։

Այժմ այս գործիքով մենք պարզապես ջանք թափում ենք պղինձը, ինչպես հետքերը:

Մաքրում ենք հղկաթղթով, թիթեղապատում, մասերը զոդում ենք, վերջ։

MOSFET + TL431 = Նվազագույն հեռացման շարքի փոխհատուցող լարման կարգավորիչ

Իդեալական LDO կարգավորիչ

LDO = ցածր թողարկում

Հանրաճանաչ երեք փին ինտեգրված կայունացուցիչ LM317-ի համար (տվյալների թերթիկ), նվազագույն լարման անկումը, որի դեպքում նրա աշխատանքը դեռ նորմալացված է, 3 վոլտ է: Ընդ որում, այս պարամետրը ոչ մի տեղ հստակ նշված չէ փաստաթղթերում, բայց համեստորեն նշված է չափման պայմաններում։ Շատ դեպքերում ենթադրվում է, որ չիպի վրա անկումը 5 վոլտ է կամ ավելի.
«Եթե այլ բան նշված չէ, VIN − VOUT = 5V».

Բաբա Յագա - դեմ! Ցավալի է 3 վոլտ կորցնել հիմար անցումային տրանզիստորի վրա: Եվ ցրեք լրացուցիչ վտ: Խնդրի հանրաճանաչ լուծումը՝ կարգավորիչների միացումը, այստեղ չի քննարկվում այն ​​պատճառով, որ դրանք սուլոց. Դուք կարող եք պայքարել միջամտության դեմ, բայց, ինչպես գիտեք, ով չի պայքարում, նա անպարտելի է: 😉

Գաղափար
Այս շղթայի գաղափարը վերադառնում է TL431-ի բազմաթիվ տվյալների թերթերից մեկին: Օրինակ, ահա թե ինչ է առաջարկում National Semiconductor / TI-ն.

Vo ~= Vref * (1+R1/R2)

Ինքնին, նման կարգավորիչն այնքան էլ հետաքրքիր չէ. իմ կարծիքով, այն ավելի լավ չէ, քան սովորական 7805, LM317 և նմանատիպ երեք փին կայունացուցիչները: Անցնող Դարլինգթոնի նվազագույն անկումը 2 վոլտից պակաս է, այստեղ դժվար թե ստացվի: Եվ բացի այդ, չկան պաշտպանություն հոսանքի կամ գերտաքացման համար: Եթե ​​տրանզիստորները չեն կարող տեղադրվել այնքան հաստ, որքան ցանկանում է ձեր սիրտը:

Վերջերս ինձ անհրաժեշտ էր կառուցել գծային կարգավորիչ նվազագույն լարման անկմամբ: Իհարկե, դուք միշտ կարող եք խուսանավել, երկրորդականի վրա ավելի բարձր լարման տրանսֆորմատոր վերցնել, կամրջի մեջ դնել Schottky դիոդներ, ավելի շատ պահեստային կոնդենսատորներ ... Եվ այս ամբողջ երջանկությամբ տաքացրեք երեք փին կայունացուցիչը: Բայց ես ուզում էի ինչ-որ էլեգանտ լուծում և հասանելի տրանսով: Ինչպիսի՞ սնուցման կարգավորիչ կարող է ապահովել զրոյի մոտ անկում: MOSFET. Ժամանակակից բարձր հզորության դաշտային սարքերը կարող են ունենալ մի քանի միլի-օմ կապուղու դիմադրություն:

Պարզապես Darlington-ի փոխարինումը IGFET-ով (այսինքն՝ ամենատարածված MOSFET-ով) վերը նշված շղթայում շատ բան չի օգնի: Քանի որ դարպասի աղբյուրի շեմային լարումը սովորականների համար կլինի 3-4 վոլտ, և ամեն ինչ ավելին է, քան «տրամաբանական» MOSFET-ների համար, սա կսահմանի նվազագույն թողունակության լարումը նման կայունացուցիչի վրա:

Դա կարող է հետաքրքիր լինել, երբ օգտագործում եք դաշտային աշխատող, որն աշխատում է նիհար ռեժիմով (այսինքն՝ ներկառուցված ալիքով) կամ p-n հանգույց. Սակայն, ցավոք, այս տեսակի հզոր սարքերն այժմ գործնականում անհասանելի են:

Փրկում է կողմնակալության լարման լրացուցիչ աղբյուրը: Նման աղբյուրն ընդհանրապես չպետք է բարձր հոսանք լինի՝ մի քանի միլիամպերը բավական կլինի։

Ամեն ինչ շատ պարզ է աշխատում. երբ լարումը TL431-ի կառավարման մուտքի մոտ, ելքային լարման համեմատ, իջնում ​​է շեմից (2,5 Վ), «զեներ դիոդը» փակվում է և «ազատում» դաշտային անջատիչի դարպասը «վերև»: «. Ռեզիստորի միջով լրացուցիչ աղբյուրի հոսանքը «բարձրացնում է» լարումը դարպասի մոտ և, հետևաբար, կայունացուցիչի ելքի վրա:
Հակառակ ուղղությամբ, ելքային լարման բարձրացմամբ, ամեն ինչ աշխատում է նույն ձևով. «զեներ դիոդը» մի փոքր բացվում է և նվազեցնում լարումը դաշտային աշխատողի դարպասի մոտ:
TL431-ը գծային սարք է, դրա մեջ սողնակներ չկան.

Իրականություն
Իրական սարքի միացումում ես դեռ ավելացրեցի հոսանքի պաշտպանությունը՝ զոհաբերելով կես վոլտ անկումը հօգուտ անվտանգության: Սկզբունքորեն, ցածր լարման նախագծերը հաճախ կարող են հրաժարվել ապահովիչ, քանի որ դաշտային տրանզիստորները հասանելի են հոսանքի հսկայական մարժայով և ռադիատորի առկայության դեպքում կարող են դիմակայել կատաղի ծանրաբեռնվածությանը: Եթե ​​ափսոս է նույնիսկ 0,5 վոլտ, իսկ հոսանքի պաշտպանությունն անհրաժեշտ է, գրեք, որովհետև ճանապարհներ կան 😉

Հունվարի 30, 2012: 🙂Հիանալի է աշխատում:Մոտավորապես 2A և ավելի բեռնվածքի հոսանքների դեպքում խորհուրդ է տրվում հզոր դիոդներ տեղադրել փոքր ռադիատորի վրա: R8=0; C7=0.1 ... 10µF կերամիկական կամ թաղանթ:

Դիագրամում նշված R5-R6-R7 գնահատականներով, ելքային լարման ճշգրտման միջակայքը մոտավորապես 9-ից 16 վոլտ է: Բնականաբար, իրական առավելագույնը կախված է նրանից, թե տրանսֆորմատորը որքան կարող է ապահովել բեռի տակ:
R4-ը պետք է օգտագործի պատշաճ հզորություն՝ PmaxR4 ~= 0.5 / R. In այս օրինակը- dvuhvatnik-ը ճիշտ կլինի:

Այնտեղ, որտեղ դա կարող է անհրաժեշտ լինել
Օրինակ՝ լամպերի տեխնոլոգիայի մեջ՝ թելիկային սխեմաները ուղղակի հոսանքով մատակարարելու համար։
Ինչու՞ մշտական, և նույնիսկ այդքան խնամքով կայունացված հոսանքը թելերը սնուցելու համար:

1. Վերացնել AC լարման միջամտությունը ազդանշանային սխեմաներում: Կան մի քանի եղանակներ, որպեսզի «ֆոնը» թելերի սխեմաներից արտահոսքի ազդանշանի մեջ (առանձին հոդվածի թեմա):
2. Կերակրեք փայլը խստորեն սահմանված լարման միջոցով: Կա ապացույց, որ թելիկի լարման գերազանցումը անվանական լարման 10%-ով կարող է նվազեցնել լամպի կյանքը մեծության կարգով: Մատակարարման լարման հանդուրժողականության ստանդարտները, գումարած տրանսֆորմատորների նախագծման սխալները և այլն: - 10% սխալը հեշտությամբ կհայտնվի:

6 վոլտ շիկացման համար անհրաժեշտ է նվազեցնել R5-ը. 5.6KΩ-ը ճիշտ կլինի:

Ինչ կարող է բարելավվել
Օրինակ, թելերի սնուցման համար օգտակար է ավելացնել փափուկ մեկնարկը: Դա անելու համար բավական կլինի բարձրացնել C4-ը, ասենք, մինչև 1000uF և միացնել 1KΩ ռեզիստորը կամրջի և C4-ի միջև:

Մի քիչ լամպերի դիցաբանություն
Անցնեմ մեկ համառ մոլորության, որը պնդում է, որ «հաստատուն» փայլի սնուցումը բացասաբար է անդրադառնում «ձայնի» վրա։
Այս առասպելի ծագման ամենահավանական աղբյուրը, ինչպես միշտ, հասկացողության բացակայությունն ու ծուռ ձեռքերն են: Օրինակ՝ մեկ տրանսֆորմատորը սնուցում է և՛ անոդները, և՛ ջերմությունը: Թելերի ոլորման անվանական հոսանքը, ասենք, 1A, որը նախկինում ուղղակիորեն սնուցում էր լամպերը, և նրանք սպառում էին մի փոքր ավելի քիչ, քան այս 1A-ն: Ամեն ինչ լավ աշխատեց, միգուցե մի փոքր ֆոնիլո: Եթե ​​հիմա ինչ-որ զոդող սարք, իրեն պատկերացնելով «խողովակ-գուրու», հանկարծ նույն լամպերը սնուցվում է նույն ոլորանից, բայց ուղղիչի/կոնդենսատորի/կայունացնողի միջոցով, վերջ, խանա ուժեղացուցիչ: Բացատրությունը պարզ է, թեև ոչ բոլորի համար.

1. Նախ, տրանսֆորմատորն այժմ ծանրաբեռնված է պահեստային հզորության լիցքավորման հոսանքի իմպուլսային բնույթի պատճառով (անհրաժեշտ է առանձին հոդված): Մի խոսքով, դուք պետք է վերցնեք տրանս անվանական երկրորդային հոսանքով մոտ 1,8 անգամ ավելի, քան շտկվածը: բեռնման հոսանք.
2. Երկրորդ, լույսի էներգիայի աղբյուրում պահեստային հզորությունների լիցքավորման հարվածային հոսանքները ոչ մի լավ բան չեն ավելացնի անոդային էլեկտրամատակարարմանը:

• Եզրակացություն

• Ձեզ հետաքրքրու՞մ էր։ Գրի՛ր ինձ։

Հարցրեք, առաջարկեք՝ մեկնաբանություններում կամ էլ. փոստով (հասանելի է իմ պրոֆիլում): Շնորհակալություն!

Ամենայն բարիք։
- Սերգեյ Պատրուշին.

Այս գրառումը տեղադրվել է , կողմից . Էջանշան դնել .

Մեկնաբանություններ VKontakte

131 միտք MOSFET + TL431 = Նվազագույն հեռացման շարքի փոխհատուցող լարման կարգավորիչ”

Այս կայքը օգտագործում է Akismet-ը սպամի դեմ պայքարելու համար:

Երկարացնե՞լ մարտկոցի փաթեթի կյանքը կամ մարտկոցի լիցքավորումը՝ պարզապես շղթայում գծային լարման կարգավորիչներ ավելացնելով: Բարձրացնե՞լ լարման կայունությունը և նվազեցնել ալիքը իմպուլսային փոխարկիչից հետո էլեկտրամատակարարման արդյունավետության չնչին կամ աննշան նվազմամբ: Սա իրական է, եթե դուք օգտագործում եք ժամանակակից միկրոէլեկտրոնային LDO կայունացուցիչներ STMicroelectronics-ից ցածր արտադրական լարման անկումով:

Երկար ժամանակ էլեկտրոնային սարքավորումների մշակողների համար հասանելի էին միայն դասական կայունացուցիչները (օրինակ, 78xx / 79xx սերիայի կայունացուցիչները), որոնց նվազագույն անկումը կարգավորող տարրի վրա 0,8 Վ և ավելի էր: Դա պայմանավորված էր նրանով, որ որպես կարգավորող տարր օգտագործվել է n-p-n-տրանզիստոր, որը միացված է ընդհանուր կոլեկտորով շղթայի համաձայն։ Նման տրանզիստորը հագեցվածության բացելու համար անհրաժեշտ է լրացուցիչ էլեկտրամատակարարում, որի լարումը գերազանցում է մուտքային լարումը։ Այնուամենայնիվ, տեխնոլոգիայի զարգացումը դեռ չի կանգնում, և հզոր և կոմպակտ p-channel դաշտային ազդեցության տրանզիստորների հայտնվելով, դրանք սկսեցին օգտագործվել նաև լարման կայունացուցիչներում, ներառյալ ընդհանուր աղբյուրի միացումում: Նման սխեման թույլ է տալիս, անհրաժեշտության դեպքում, ամբողջությամբ բացել տրանզիստորը, և դրա հանգույցում լարման անկումը իրականում կախված կլինի միայն կապուղու դիմադրությունից և բեռնվածքի հոսանքից: Ահա թե ինչպես է հայտնվել LDO (Low DropOut) կայունացուցիչը։

Պետք է հաշվի առնել, որ LDO կայունացուցիչ տրանզիստորի ալիքի նվազագույն անկումը գրեթե գծայինորեն կախված է դրա միջով հոսող հոսանքից, քանի որ ալիքը իրականում էլեկտրական կարգավորվող դիմադրություն է որոշ նվազագույն դիմադրությամբ: Հետեւաբար, երբ ելքային հոսանքը նվազում է, այս լարումը նույնպես համամասնորեն նվազում է որոշակի սահմանի, սովորաբար հավասար է 10 ... 50 մՎ-ի: Առաջատարները պետք է ճանաչվեն որպես միկրոսխեմաներ և որոնցում նվազագույն լարման անկումը կազմում է ընդամենը 0,4 մՎ: Եթե ​​լարման անկումը կայունացուցիչի հիմնական պահանջներից մեկն է, ապա դուք պետք է նայեք կայունացուցիչներին մեծ հոսանքի մարժայով, քանի որ դրանք կարող են ունենալ շատ ավելի ցածր լարման անկում նույն բեռի հոսանքի ժամանակ՝ հսկիչ տրանզիստորի ալիքի ավելի ցածր դիմադրության պատճառով:

LDO-ի եզակի հնարավորությունը լարումը կայունացնելու, ցատկերը հարթելու և էլեկտրահաղորդման ռելսերի վրա աղմուկը նվազեցնելու կարողությունն է բարձր զգայուն սարքերի համար, ինչպիսիք են ռադիոները, GPS մոդուլները, աուդիո սարքերը, բարձր լուծաչափով ADC-ները, VCO-ները և այլն: Օրինակ, 3,3 Վ լարման շղթան սնուցելու համար մենք ընտրեցինք LDO նվազագույն 150 մՎ անկումով և 50 մՎ ելքային ալիքով բաք անջատիչ կարգավորիչ (վերևի կորը Նկար 1-ում): Անջատիչ կարգավորիչի ելքային լարումը կարելի է մոտավորապես գնահատել բանաձևով.

U imp ≥ U բեռնվածություն + U Drop + 1/2∆U Imp + 100…200 mV,

որտեղ U Imp-ը անջատիչ կարգավորիչի ելքային լարումն է, U բեռը: գծային կայունացուցիչի ելքային լարումն է (բեռնվածքի մատակարարման լարումը), ∆U Imp-ն անջատիչ կարգավորիչի ելքի վրա լարման ալիքների ամպլիտուդն է։ Հետևաբար, մենք ընտրում ենք այն հավասար 3,6 Վ-ի: Արդյունքում, արդյունավետությունը կվատանա ընդամենը 8%-ով, սակայն լարման ալիքը զգալիորեն կնվազի: Մատակարարման լարման ալիքների ճնշման հարաբերակցությունը (SVR) տրվում է հետևյալով.

SVR = 20 Log*(∆U IN /∆U OUT)

Մոտ 50 դԲ տիպիկ գործակցով ալիքը թուլանում է մոտ 330 անգամ: Այսինքն, մեր էլեկտրամատակարարման ելքի ալիքի ամպլիտուդը կնվազի մինչև հարյուրավոր միկրովոլտ (դուք նաև պետք է հաշվի առնեք հենց LDO-ի աղմուկը, սովորաբար այն տասնյակ միկրովոլտ / V է) - այս արդյունքը գործնականում անհասանելի է: փոխարկիչների մեծ մասը՝ առանց լրացուցիչ կայունացուցիչի կամ ելքի վրա գտնվող LC ֆիլտրերի: Լավագույն կատարումկայունացումն ապահովվում է միկրոսխեմաներով, իսկ LD39xxx սերիայի միկրոսխեմաներ - աղմուկը չի գերազանցում 10 μV / V, իսկ SVR գործակիցը հասնում է 90 դԲ-ի:

Այնուամենայնիվ, LDO-ներն ունեն նաև թերություններ, որոնցից մեկը ինքնահուզման միտումն է, ոչ միայն ելքային կոնդենսատորի չափազանց բարձր ESR-ով (կամ շատ փոքր հզորությամբ), այլև չափազանց ցածր ESR-ով: Այս հատկությունը կապված է այն բանի հետ, որ ընդհանուր թողարկիչով (ընդհանուր աղբյուր) կասկադն ունի բարձր ելքային դիմադրություն, հետևաբար կայունացուցիչի հաճախականության արձագանքման վրա հայտնվում է ցածր հաճախականության լրացուցիչ բևեռ (դրա հաճախականությունը կախված է բեռնվածքի դիմադրությունից և հզորությունից: ելքային կոնդենսատոր): Արդյունքում, նույնիսկ տասնյակ կիլոհերց հաճախականություններում, փուլային տեղաշարժը կարող է գերազանցել 180° և բացասական Հետադարձ կապվերածվում է դրականի. Նման խնդիր լուծելու համար հաճախականության արձագանքավելացնել զրո, և ամենապարզ ճանապարհըԴա անելու համար ելքային կոնդենսատորի սերիական դիմադրությունը (ESR) բարձրացնելն է. սա գործնականում չի մեծացնում ելքային լարման ալիքը, այլ ամբողջ շղթայի կայունության բանալին է: Ավելին, կոնդենսատորի հզորությունը և ESR-ը պետք է լինեն խիստ սահմանված սահմաններում: Դրանք առանձին-առանձին նշվում են յուրաքանչյուր LDO կայունացուցիչի համար: Ավաղ, ստանդարտ մոտեցումը «որքան մեծ է հզորությունը և որքան ցածր է ելքային կոնդենսատորների ESR-ը, այնքան լավ», որը կիրառելի է դասական գծային և անջատիչ կարգավորիչների համար, այստեղ չի գործում:

Կախված ներքին ուղղիչ սխեմայի բաղադրիչներից, LDO կայունացուցիչները կարելի է բաժանել երեք խմբի.

• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են տանտալի կամ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար - նրանք պահանջում են 0,5 ... 10 ohms կամ ավելի ESR ունեցող կոնդենսատոր;
• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են տանտալային կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար (ESR 0.3 ... 5 Ohm);
• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են կերամիկական կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար. դրանք կայուն են մնում ելքային կոնդենսատորի ESR-ով 0,005-ից մինչև 1 օհմ:

Բարձր հաճախականությամբ և/կամ բարձր հոսանքի թվային սխեմաների համար խորհուրդ է տրվում տեղադրել 0,1 ... 1 uF հզորությամբ զտիչ կերամիկական կոնդենսատորներ յուրաքանչյուր միկրոսխեմայի մոտ, և դրանք կարող են նաև խաթարել LDO կայունացուցիչի կայունությունը: Որպեսզի դա տեղի չունենա, խորհուրդ է տրվում մեծացնել երկարությունը և նվազեցնել գծերի հաստությունը կայունացուցիչից մինչև բեռը (դրանով իսկ մեծացնելով գծերի ինդուկտիվությունը), հոսանքի միացումում տեղադրել խեղդուկներ կամ դիմադրիչներ, ինչպես նաև ընտրել LDO կայունացուցիչներ: փոխհատուցվում է ցածր բեռի ESR-ի համար:

Փոխարկիչի կայունությունը մեծացնելու ևս մեկ տարբերակ կա՝ որպես կարգավորող տրանզիստոր օգտագործել n-ալիք տրանզիստոր, որը միացված է ընդհանուր արտահոսքի սխեմայի համաձայն: Նման միացումը կայուն է ելքային կոնդենսատորի գրեթե ցանկացած բնութագրով և նույնիսկ ընդհանրապես առանց կոնդենսատորի (այսպես կոչված, առանց գլխարկի կայունացուցիչների): Այնուամենայնիվ, դրա ճիշտ աշխատանքի համար անհրաժեշտ է ներքին լարման բազմապատկիչ, որը կբարձրացնի մուտքային լարումը, որպեսզի կարողանա բացել կարգավորող տրանզիստորը մինչև հագեցվածությունը: Այն պատրաստված է այս սխեմայով. նույն տարածքի n-ալիք տրանզիստորների ցածր ալիքի դիմադրության պատճառով հնարավոր եղավ զգալիորեն նվազեցնել լարման անկումը, սակայն անընդհատ գործող բազմապատկիչի շնորհիվ միկրոշրջանում սպառվող հոսանքը: ակտիվ ռեժիմը կտրուկ աճել է. Բայց, ըստ հեղինակի, նման կայունացուցիչները LDO-ի ապագան են, ուստի էլեկտրաէներգիայի սպառման ավելացման խնդիրը, ամենայն հավանականությամբ, շուտով կլուծվի:

Դարպասի զգալի հզորության պատճառով տրանզիստորի կարողությունը արագ արձագանքելու բեռնվածքի հոսանքի հանկարծակի փոփոխություններին նսեմացվում է: Արդյունքում, բեռնվածքի հոսանքի նվազմամբ, կայունացուցիչի ելքային լարումը բարձրանում է իներցիայով (մինչև ներկառուցված գործառնական ուժեղացուցիչը կարող է մի փոքր փակել տրանզիստորը), իսկ հոսանքի ավելացման դեպքում ելքային լարումը մի փոքր նվազում է (ցածր կորը Նկար 1-ում): Դուք կարող եք մեծացնել կայունացուցիչի բեռնվածքի հզորությունը՝ ավելացնելով ներկառուցված գործառնական ուժեղացուցիչի ելքային հզորությունը, սակայն դրանից հետո կայունացուցիչի կողմից սպառվող հոսանքը մեծանում է: Հետևաբար, դիզայները պետք է ընտրի. կամ օգտագործի ծայրահեղ ցածր էներգիայի կայունացուցիչներ միացումում (օրինակ՝ սերիա կամ միկրոամպերի միավորների ընթացիկ սպառմամբ, բայց շատ բարձր իներցիայով և մեծ լարման անկումներով՝ բեռի հոսանքի հանկարծակի փոփոխություններով): , կամ միջին և բարձր արագության կայունացուցիչներ, բայց մինչև հարյուրավոր միկրոամպեր սպառմամբ: Որպես այլընտրանք, կան կայունացուցիչներ՝ էներգախնայողության ռեժիմներով (օրինակ՝), որոնք ավտոմատ կերպով անցնում են միկրոէներգիայի ռեժիմի, երբ բեռի հոսանքը նվազում է: Շատ ժամանակակից միկրոկոնտրոլերներ աշխատում են նույն կերպ (օրինակ՝ STM8 և STM32 ընտանիքները) - վերջիններս ունեն երկու ներկառուցված LDO կայունացուցիչներ, որոնցից մեկը գործում է միկրոհոսանքով, իսկ երկրորդը՝ ակտիվ ռեժիմով, որն ապահովում է բարձր էներգաարդյունավետություն բոլոր աշխատանքային ռեժիմներում և ամբողջ լարման տիրույթի սնուցում:

Այս հոդվածում քննարկված բոլոր կայունացուցիչները պահանջում են նվազագույնը արտաքին բաղադրիչներ- միկրոսխեմաների մեծ մասի համար պահանջվում է ընդամենը երկու կոնդենսատոր և առնվազն 1 միկրոֆարադ հզորությամբ մուտքային կոնդենսատոր, և միայն կարգավորելի տարբերակների համար դեռևս անհրաժեշտ է երկու ռեզիստորների բաժանարար (Նկար 2): Բոլոր միկրոսխեմաները պաշտպանված են գերծանրաբեռնվածությունից և գերտաքացումից և կարող են աշխատել -40…125°C ջերմաստիճանի միջակայքում: Շատ միկրոսխեմաներ ունեն միացված մուտք. «Անջատված» ռեժիմում ընթացիկ սպառումը սովորաբար չի գերազանցում միավորները ... հարյուրավոր նանոամպեր: Հիմնական էլեկտրական բնութագրերըկայունացուցիչները թվարկված են աղյուսակ 1-ում:

Աղյուսակ 1. ST LDO-ների հիմնական էլեկտրական բնութագրերը

Նշումներ:

1. առավելագույն ելքային հոսանքի դեպքում;
2. 10 կՀց հաճախականությամբ;
3. հաճախականության միջակայքում 10 Հց-ից մինչև 100 կՀց;
4. Փակագծերում գտնվող արժեքները կանաչ ռեժիմի համար են:

Միկրոէներգիայի LDOs

Ինչպես հայտնի է, շատ սխեմաներ հետ լայն շրջանակմատակարարման լարումը, քանի որ լարումը բարձրանում է, սպառվող հոսանքն ավելանում է, հետևաբար, մարտկոցի հավաքածուի ծառայության ժամկետը մեծացնելու համար անհրաժեշտ է կայունացնել լարումը նվազագույն թույլատրելի մակարդակում, որի դեպքում շղթայի աշխատանքը չի խախտվում: Այնուամենայնիվ, պետք է հաշվի առնել հենց LDO-ի ընթացիկ սպառումը. այն պետք է շատ ավելի ցածր լինի, քան այն տարբերությունը, որը մենք փորձում ենք խնայել: Պետք է նաև հաշվի առնել կայունացուցիչի վրա լարման նվազագույն անկումը, քանի որ որքան բարձր է այն, այնքան ավելի վաղ մարտկոցները կսպառվեն: Եվ եթե 20 տարի առաջ մշակողների համար հասանելի էին միայն KREN միկրոսխեմաները՝ 3 մԱ-ից ավելի բնորոշ ընթացիկ սպառմամբ, ապա այժմ ընտրությունը շատ ավելի լայն է։

Միկրոէներգիայի ռեժիմում աշխատելու համար այն լավագույնս համապատասխանում է եզակի կարգավորիչին, որի սպառումը կազմում է մոտ 1 μA (մինչև 2,4 μA առավելագույն բեռի հոսանքի դեպքում) և 112 մՎ-ից պակաս լարման անկում: Միևնույն ժամանակ, դրա ելքային լարումը ողջ աշխատանքային տիրույթում փոխվում է ոչ ավելի, քան 3 ... 5%: Կայունացուցիչի սխեման ամենապարզն է (Նկար 3), առանց լրացուցիչ ընտրանքների: Մի փոքր ավելի բարձր էներգիայի սպառում: Այս միկրոսխեման կարող է աշխատել մինչև 12 V.A մուտքային լարման դեպքում, 4,5 μA հոսանքի սպառմամբ և համեմատաբար ցածր գնով, այն կարող է դիմակայել մինչև 26 Վ մուտքային լարման: չափի փաթեթներ և իդեալական են մարտկոցով աշխատող սարքերի համար. ընթացիկ բեռնվածության դեպքում ոչ ավելի, քան մեկ միավոր միկրոամպեր, նույնիսկ փոքր CR2032 մարտկոցը սարքում կաշխատի տասնամյակներ շարունակ:

Նկարում ներկայացված է լարումը կարգավորելու և կայունացնելու պարզ միացում: Նման սխեման կարող է իրականացվել նույնիսկ էլեկտրոնիկայի ոլորտում անփորձ սիրողականի կողմից: Մուտքի վրա կիրառվում է 50 վոլտ, մինչդեռ ելքը 15,7 Վ է:

Կայունացուցիչի միացում:

Դաշտային տրանզիստորը դարձավ այս սարքի հիմնական դետալը։ Այն կարող է օգտագործվել որպես IRLZ 24 / 32 / 44 և նմանատիպ կիսահաղորդիչներ: Ամենից հաճախ դրանք պատրաստվում են TO - 220 և D2 Pak դեպքում: Դրա արժեքը մեկ դոլարից պակաս է։ Այս հզոր դաշտը ունի 3 կապում: Ունի մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդչի ներքին կառուցվածք։

TL 431 TO-92 փաթեթում ապահովում է ելքային լարման արժեքի ճշգրտում: Մենք թողեցինք հզոր դաշտային տրանզիստոր հովացման ռադիատորի վրա և լարերով զոդեցինք տպատախտակին:

Նման շղթայի մուտքային լարումը 6-50 Վ է: Ելքի դեպքում մենք ստանում ենք 3-ից մինչև 27 Վ, կարգավորելու ունակությամբ: փոփոխական դիմադրություն 33 կՕմ-ով: Ելքային հոսանքը մեծ է և մինչև 10 Ա՝ կախված ռադիատորից։

Հավասարեցնող կոնդենսատորներ C1, C2 10-ից 22 միկրոֆարադ հզորությամբ, C2 - 4,7 միկրոֆարադ: Առանց նման մանրամասների, միացումը կգործի, բայց ոչ այն որակով, որն անհրաժեշտ է: Մենք չպետք է մոռանանք էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորների թույլատրելի լարման մասին, որոնք պետք է տեղադրվեն ելքի և մուտքի վրա: Մենք տարաներ ենք վերցրել, որոնք կարող են դիմակայել 50 Վ.

Նման կայունացուցիչն ունակ է ցրել 50 վտ-ից ոչ ավելի հզորություն: Դաշտային աշխատողը պետք է տեղադրվի հովացման ռադիատորի վրա: Դրա մակերեսը նպատակահարմար է իրականացնել 200 սմ 2-ից ոչ պակաս։ Ռադիատորի վրա դաշտային աշխատող տեղադրելու ժամանակ անհրաժեշտ է քսել հպման կետը ջերմային մածուկով, ջերմության ավելի լավ տարածման համար:

Կարող է կիրառվել փոփոխական դիմադրությունմինչև 33 կՕմ տեսակի WH 06-1: Նման ռեզիստորներն ունեն դիմադրությունը լավ կարգավորելու ունակություն: Դրանք ներմուծվում են և տեղական արտադրության են։

Տեղադրման հեշտության համար լարերի փոխարեն տախտակին զոդում են 2 բարձիկներ։ Քանի որ լարերը արագ դուրս են գալիս:

Դիսկրետ բաղադրիչների և փոփոխական դիմադրության տիպի SP 5-2 տախտակի տեսք:

Ստացված լարման կայունությունը բավականին լավ է, իսկ ելքային լարումը տատանվում է վոլտի մի քանի ֆրակցիայով: երկար ժամանակով. Շղթայի տախտակը կոմպակտ է և հեշտ օգտագործման համար: Տախտակի հետքերը ներկված են կանաչ զապոնլակով։

Հզոր դաշտային կայունացուցիչ

Մտածեք մի ժողով, որը նախատեսված է բարձր հզորություն. Այստեղ սարքի հատկությունները բարելավվում են հզորի օգնությամբ էլեկտրոնային բանալիինչպես դաշտային ազդեցության տրանզիստոր.

Հզոր հզոր կայունացուցիչներ մշակելիս սիրողականները ամենից հաճախ օգտագործում են միկրոսխեմաների հատուկ շարք 142 և այլն, որոնք ուժեղացվում են զուգահեռ միացված մի քանի տրանզիստորներով: Հետեւաբար, ձեռք է բերվում հզորության կայունացուցիչ:

Սարքի նման մոդելի դիագրամը ներկայացված է նկարում: Այն օգտագործում է հզոր դաշտ IRLR 2905: Այն ծառայում է միացման համար, բայց այս շղթայում այն ​​օգտագործվում է գծային ռեժիմում: Կիսահաղորդիչը փոքր դիմադրություն ունի և ապահովում է հոսանք մինչև 30 ամպեր, երբ տաքացվում է մինչև 100 աստիճան: Անհրաժեշտ է դարպասի լարում մինչև 3 վոլտ։ Նրա հզորությունը հասնում է 110 վտ-ի։

Դաշտային աշխատողը կառավարվում է TL 431 չիպի միջոցով, կայունացուցիչն ունի աշխատանքի հետևյալ սկզբունքը. Երկրորդական ոլորուն վրա տրանսֆորմատոր միացնելիս. AC լարման 13 վոլտ, որը ուղղվում է ուղղիչ կամրջով: Զգալի հզորության հավասարեցնող կոնդենսատորի վրա հայտնվում է 16 վոլտ հաստատուն լարում:

Այս լարումը անցնում է դաշտային տրանզիստորի արտահոսքին և R1 դիմադրության միջոցով գնում դեպի դարպաս՝ բացելով տրանզիստորը: Բաժանարարի միջոցով ելքային լարման մի մասը մտնում է միկրոսխեման՝ փակելով OOS սխեման: Սարքի լարումը բարձրանում է այնքան ժամանակ, քանի դեռ միկրոսխեմայի մուտքային լարումը հասնում է 2,5 վոլտ սահմանագծին։ Այս պահին միկրոշրջանը բացվում է՝ նվազեցնելով դաշտային սարքի դարպասի լարումը, այսինքն՝ մի փոքր փակելով այն, և սարքը գործում է կայունացման ռեժիմով։ C3 հզորությունը ստիպում է կայունացուցիչին ավելի արագ հասնել անվանական ռեժիմին:

Ելքային լարման արժեքը սահմանվում է 2,5-30 վոլտ, ընտրելով փոփոխական դիմադրություն R2, դրա արժեքը կարող է տարբեր լինել լայն սահմաններում: C1, C2, C4 հզորությունները թույլ են տալիս կայունացուցիչի կայուն աշխատանքը:

Նման սարքի համար տրանզիստորի վրա լարման ամենափոքր անկումը մինչև 3 վոլտ է, չնայած այն ունակ է աշխատել զրոյի մոտ լարման դեպքում: Նման թերությունը տեղի է ունենում, երբ լարումը կիրառվում է դարպասի վրա: Լարման փոքր անկման դեպքում կիսահաղորդիչը չի բացվի, քանի որ դարպասը պետք է դրական լարում ունենա աղբյուրի նկատմամբ:

Լարման անկումը նվազեցնելու համար խորհուրդ է տրվում միացնել դարպասի միացումն առանձին ուղղիչից 5 վոլտ ավելի բարձր, քան սարքի ելքային լարումը:

Լավ արդյունքներ կարելի է ձեռք բերել VD 2 դիոդը միացնելով ուղղիչ կամրջին: Այս դեպքում C5 կոնդենսատորի վրա լարումը կաճի, քանի որ VD 2-ի վրա լարման անկումը կդառնա ավելի ցածր, քան ուղղիչ դիոդների վրա: Ելքային լարումը սահուն կարգավորելու համար R2 մշտական ​​դիմադրությունը պետք է փոխարինվի փոփոխական դիմադրությամբ:

Ելքային լարման արժեքը որոշվում է բանաձևով. U out \u003d 2.5 (1 + R2 / R3): Եթե ​​դուք օգտագործում եք IRF 840 տրանզիստորը, ապա դարպասի կառավարման լարման ամենացածր արժեքը կլինի 5 վոլտ: Ընտրվում են փոքր չափի տանտալի տանկեր, դիմադրությունները՝ MLT, C2, P1։ Ուղղիչ դիոդ ցածր լարման անկումով: Տրանսֆորմատորի, ուղղիչ կամրջի և C1 հզորության հատկությունները ընտրվում են ըստ ցանկալի ելքային լարման և հոսանքի:

Դաշտային աշխատողը նախատեսված է զգալի հոսանքների և հզորության համար, դրա համար անհրաժեշտ է լավ ջերմատախտակ: Տրանզիստորը օգտագործվում է ռադիատորի վրա տեղադրելու համար՝ միջանկյալ պղնձե թիթեղով զոդման միջոցով։ Դրան զոդված է տրանզիստոր այլ մասերով: Տեղադրվելուց հետո ափսեը տեղադրվում է ռադիատորի վրա: Դրա համար զոդման կարիք չկա, քանի որ ափսեը զգալի շփման տարածք ունի ռադիատորի հետ:

Եթե ​​դուք օգտագործում եք P_431 C չիպը, P1 դիմադրությունը և չիպի կոնդենսատորները բացօթյա տեղադրման համար, ապա դրանք տեղադրվում են տպագիր տպատախտակտեքստոլիտից։ Տախտակը զոդված է տրանզիստորին: Սարքի կարգավորումը հանգեցնում է ցանկալի լարման արժեքի սահմանմանը: Անհրաժեշտ է ստուգել սարքը և ստուգել՝ արդյոք բոլոր ռեժիմներում ինքնագրգռվածություն կա։