SWR-ի և kbv-ի հարաբերակցության աղյուսակ. Ալեհավաքի տեղադրման և SWR-ի չափման կանոններ. Հզորությունը մատակարարվում է բեռին

Հզորությունը մատակարարվում է բեռին

Վերադարձի կորուստ
RL

Հաճախականության տիրույթ, ՄՀց

Չափված բնութագրերը

• էլեկտրական երկարությունը (ոտքերով կամ աստիճաններով);
• սնուցող գծի կորուստներ (dB);
• հզորություն (pF);
• դիմադրություն կամ Z արժեք (օմ);
• դիմադրության ֆազային անկյուն (աստիճաններով);
• ինդուկտիվություն (µH);
• ռեակտիվություն կամ X (օհմ);
• ակտիվ դիմադրություն կամ R (ohm);
• ռեզոնանսային հաճախականություն(ՄՀց);
• վերադարձի կորուստ (dB);
• ազդանշանի հաճախականություն (ՄՀց);
• SWR (Zo ծրագրավորվող):

200x100x65 մմ

Շրջանակ M1

Շրջանակ M2

հաճախականության միջակայք

1,8 - 200 ՄՀց

140 - 525 ՄՀց

Հզորության չափման տարածք

0 - 3 ԿՎտ (HF), 0 - 1 ԿՎտ (VHF)

Հզորության չափման միջակայք

Հզորության չափման սխալ

±10% (ամբողջական մասշտաբով)

SWR չափման տարածք

1-ից մինչև անսահմանություն

Դիմադրություն

Մնացորդային SWR

1.2 կամ ավելի քիչ

Տեղադրման կորուստ

0,2 դԲ կամ ավելի քիչ

SWR չափումների նվազագույն հզորությունը

Մոտ 6 Վտ.

M-ձևավորված

Էլեկտրաէներգիայի մատակարարում հետին լույսերի համար

11 - 15 Վ ուղղակի ընթացիկ, մոտավորապես 450 մԱ

Չափերը (տվյալները փակագծերում՝ ներառյալ ելուստները)

250 (Վտ) x 93 (98) (Բ) x 110 (135) (D)

Մոտավորապես 1540 թ

Այսօր SWR հաշվիչները հասանելի են գրեթե ցանկացած սիրողական ռադիոկայանում՝ ներկառուցված սեփական սարքավորումների, անկախ ֆիրմային գործիքների կամ տնական արտադրության մեջ: Նրանց արդյունքները
աշխատանքը (ալեհավաք-սնուցող ուղու SWR) լայնորեն քննարկվում են ռադիոսիրողների կողմից:

Ինչպես հայտնի է, սնուցիչում կանգնած ալիքի հարաբերակցությունը եզակիորեն որոշվում է ալեհավաքի մուտքային դիմադրության և սնուցողի ալիքային դիմադրության միջոցով: Անտենա-սնուցող ուղու այս բնութագիրը կախված չէ հաղորդիչի ոչ հզորության մակարդակից, ոչ էլ ելքային դիմադրությունից: Գործնականում այն ​​պետք է չափվի ալեհավաքից որոշ հեռավորության վրա, ամենից հաճախ անմիջապես հաղորդիչի մոտ: Հայտնի է, որ սնուցիչը փոխակերպում է ալեհավաքի մուտքային դիմադրությունը նրա որոշ արժեքների, որոնք որոշվում են սնուցողի երկարությամբ։ Բայց միևնույն ժամանակ, սնուցողի ցանկացած հատվածում դրանք այնպիսին են, որ համապատասխան SWR արժեքը չի փոխվում: Այլ կերպ ասած, ի տարբերություն ալեհավաքից ամենահեռու սնուցողի ծայրին իջեցված դիմադրության, այն կախված չէ սնուցիչի երկարությունից, այնպես որ կարող եք չափել SWR թե՛ անմիջապես ալեհավաքից, թե՛ դրանից որոշ հեռավորության վրա (օրինակ. , հաղորդիչի մոտ):

Սիրողական ռադիոշրջանակներում կան բազմաթիվ լեգենդներ «կիսալիքային կրկնողների» մասին, որոնք, իբր, բարելավում են SWR-ը: Սնուցող էլեկտրական կես երկարությամբ աշխատանքային երկարությունըալիքները (կամ դրանց ամբողջ թիվը) իսկապես «հետևորդ» է. ալեհավաքից ամենահեռու ծայրի դիմադրությունը հավասար կլինի ալեհավաքի մուտքային դիմադրությանը: Այս էֆեկտի միակ առավելությունը ալեհավաքի մուտքային դիմադրությունը հեռակա չափելու հնարավորությունն է: Ինչպես արդեն նշվեց, դա չի ազդում SWR արժեքի վրա (այսինքն՝ էներգիայի հարաբերակցությունը ալեհավաք-սնուցող ուղու վրա):

Իրականում, երբ SWR-ը չափվում է հեռակա կարգով սնուցիչի միացման կետից ալեհավաքին, դրա գրանցված արժեքը միշտ որոշ չափով տարբերվում է իրականից: Այս տարբերությունները բացատրվում են սնուցման կորուստներով: Նրանք խստորեն որոշված ​​են և կարող են միայն «բարելավել» գրանցված SWR արժեքը: Այնուամենայնիվ, այս ազդեցությունը հաճախ աննշան է գործնականում, եթե օգտագործվում է ցածր գծային կորուստներով մալուխ, և ինքնին սնուցողի երկարությունը համեմատաբար փոքր է:

Եթե ​​ալեհավաքի մուտքային դիմադրությունը զուտ ակտիվ չէ և հավասար է սնուցողի բնորոշ դիմադրությանը, դրանում հաստատվում են կանգուն ալիքներ, որոնք բաշխված են սնուցողի երկայնքով և բաղկացած են ՌԴ լարման փոփոխվող նվազագույնից և առավելագույնից:

Նկ. 1-ը ցույց է տալիս լարման բաշխումը գծում զուտ դիմադրողական բեռով, մի փոքր ավելի մեծ, քան սնուցողի ալիքային դիմադրությունը: Եթե ​​բեռի մեջ կա ռեակտիվություն, ապա լարման և հոսանքի բաշխումը ^ առանցքի երկայնքով տեղափոխվում է ձախ կամ աջ՝ կախված բեռի բնույթից։ Գծի երկարության երկայնքով նվազագույնի և մաքսիմումների կրկնման ժամկետը որոշվում է գործառնական ալիքի երկարությամբ (կոաքսիալ սնուցող սարքում՝ հաշվի առնելով կրճատման գործոնը): Նրանց բնութագիրը SWR արժեքն է՝ առավելագույնի և թերլարումըհենց այս կանգուն ալիքում, այսինքն՝ SWR = Umax/Umin:

Այս լարումների արժեքները ուղղակիորեն որոշվում են միայն չափիչ գծերի օգնությամբ, որոնք չեն օգտագործվում սիրողական պրակտիկայում (կարճ ալիքի միջակայքում, ինչպես նաև մասնագիտական ​​պրակտիկայում) Սրա պատճառը պարզ է. Այս լարման փոփոխությունները գծի երկարությամբ չափելու համար դրա երկարությունը պետք է նկատելիորեն ավելի մեծ լինի, քան քառորդ ալիքը: Այլ կերպ ասած, նույնիսկ ամենաբարձր հաճախականության տիրույթի համար՝ 28 ՄՀց, այն արդեն պետք է լինի մի քանի մետր և, համապատասխանաբար, նույնիսկ ավելի ցածր հաճախականության տիրույթների համար։
Այդ իսկ պատճառով մշակվել են սնուցիչում առաջ և հետընթաց ալիքների փոքր չափի սենսորներ («ուղղորդված կցորդիչներ»), որոնց հիման վրա ստեղծվում են ժամանակակից SWR հաշվիչներ կարճ ալիքների տիրույթներում և VHF-ի ցածր հաճախականության հատվածում։ տիրույթ (մինչև մոտ 500 ՄՀց): Նրանք չափում են բարձր հաճախականության լարումը և հոսանքները (առաջ և հետադարձ) սնուցիչի կոնկրետ կետում, և այդ չափումների հիման վրա հաշվարկվում է համապատասխան SWR: Մաթեմատիկան թույլ է տալիս հաշվարկել այն հենց այս տվյալների հիման վրա՝ այս տեսանկյունից մեթոդը բացարձակապես ազնիվ է։ Խնդիրը, որպես այդպիսին, սենսորների սխալի մեջ է։

Նման սենսորների աշխատանքի ֆիզիկայի համաձայն, նրանք պետք է չափեն հոսանքը և լարումը սնուցիչի նույն կետում: Սենսորների մի քանի տարբերակներ կան. ամենատարածված տարբերակներից մեկի դիագրամը ներկայացված է Նկ. 2.

Դրանք պետք է նախագծված լինեն այնպես, որ երբ չափիչ միավորը բեռնված է ալեհավաքի համարժեքով (դիմադրողական ոչ ինդուկտիվ բեռ՝ սնուցողի ալիքային դիմադրությանը հավասար դիմադրությամբ), սենսորի վրա լարումը, որը հեռացվում է կոնդենսատորների վրա գտնվող կոնդենսացիոն բաժանիչից։ C1-ը և C2-ը, ինչպես նաև ընթացիկ սենսորի լարումը, որը հեռացվում է տրանսֆորմատորի T1-ի երկրորդական ոլորուն կեսերից, ամպլիտուդով հավասար էին և ֆազում տեղաշարժվում էին համապատասխանաբար 180° կամ 0°-ով: Ավելին, այս գործակիցները պետք է պահպանվեն ամբողջ հաճախականության տիրույթում, որի համար նախատեսված է այս SWR հաշվիչը: Ավելին, այս երկու ՌԴ լարումները կամ գումարվում են (առաջ ալիքի գրանցում) կամ հանվում (հակադարձ ալիքի գրանցում):
SWR-ի գրանցման այս մեթոդի սխալի առաջին աղբյուրն այն է, որ սենսորները, հատկապես ներս ինքնաշեն նմուշներ, մի տրամադրեք վերը նշված հարաբերությունները երկու լարումների միջև ամբողջ հաճախականության տիրույթում: Արդյունքում առաջանում է «համակարգի անհավասարակշռություն»՝ ՌԴ լարման ներթափանցում այն ​​ալիքից, որը մշակում է առաջընթաց ալիքի մասին տեղեկատվությունը դեպի այն ալիքը, որն անում է դա հակառակ ալիքի համար, և հակառակը: Այս երկու ալիքների անջատման աստիճանը սովորաբար բնութագրվում է սարքի ուղղորդման գործակիցով: Նույնիսկ թվացյալ լավ տեխնիկանախատեսված է ռադիոսիրողների համար, և առավել ևս տնականների համար, այն հազվադեպ է գերազանցում 20 ... 25 դԲ:

Սա նշանակում է, որ նման «SWR հաշվիչի» ընթերցումները չեն կարող վստահվել SWR ցածր արժեքները որոշելու համար: Ավելին, կախված չափման կետում բեռի բնույթից (և դա կախված է սնուցիչի երկարությունից) իրական արժեքից շեղումները կարող են լինել այս կամ այն ​​ուղղությամբ: Այսպիսով, սարքի ուղղորդման գործակիցով 20 դԲ, SWR = 2 արժեքը կարող է համապատասխանել սարքի ցուցումներին 1,5-ից մինչև 2,5: Այդ իսկ պատճառով նման սարքերի ստուգման մեթոդներից մեկը SWR-ի չափումն է, որը հավասար չէ 1-ի սնուցող ալիքի երկարության մեկ քառորդով տարբերվող երկարությամբ: Եթե ​​ստացվում են SWR տարբեր արժեքներ, դա միայն ցույց է տալիս, որ որոշակի SWR հաշվիչն ունի անբավարար ուղղորդում ...
Հենց այս էֆեկտն է, ըստ երևույթին, առաջացրել լեգենդ SWR-ի վրա սնուցողի երկարության ազդեցության մասին:

Մեկ այլ կետ նման սարքերում չափումների այնքան էլ «կետային» բնույթ չէ (լարման և հոսանքի մասին տեղեկատվության ընթերցման կետերը չեն համընկնում):

Այս էֆեկտի ազդեցությունն ավելի քիչ էական է։ Սխալների մեկ այլ աղբյուր է ցածր ՌԴ լարման դեպքում սենսորային դիոդների ուղղման արդյունավետության անկումը: Այս էֆեկտը հայտնի է ռադիոսիրողների մեծամասնությանը: Դա հանգեցնում է SWR-ի «բարելավմանը» իր ցածր արժեքներով: Այդ իսկ պատճառով սիլիցիումային դիոդները գրեթե երբեք չեն օգտագործվում SWR մետրերում, որոնցում անարդյունավետ ուղղման գոտին շատ ավելի մեծ է, քան գերմանիումի կամ շոտկի դիոդները: Այս էֆեկտի առկայությունը որոշակի սարքում հեշտությամբ ստուգվում է՝ փոխելով հզորության մակարդակը, որով կատարվում են չափումները: Եթե ​​SWR-ն սկսում է «մեծանալ» հզորության աճով (խոսքը դրա փոքր արժեքների մասին է), ապա հակառակ ալիքը գրանցելու համար պատասխանատու դիոդը ակնհայտորեն թերագնահատում է համապատասխան լարման արժեքը:

Երբ սենսորի ուղղիչի վրա ՌԴ լարումը 1 Վ-ից պակաս է (արդյունավետ արժեք), վոլտմետրի գծայինությունը, ներառյալ գերմանիումի դիոդներով պատրաստվածները, խախտվում է: Այս էֆեկտը կարելի է նվազագույնի հասցնել SWR հաշվիչի մասշտաբը չափավորելով ոչ թե հաշվարկով (ինչպես հաճախ արվում է), այլ բեռի իրական SWR արժեքներով:

Եվ, վերջապես, անհնար է չհիշատակել սնուցողի արտաքին հյուսով հոսող հոսանքը։ Եթե ​​համապատասխան միջոցներ չձեռնարկվեն, դա կարող է նկատելի լինել և ազդել սարքի ընթերցումների վրա։ Դրա բացակայության դեպքում անհրաժեշտ է համոզվել իրական ալեհավաքների SWR-ը չափելիս.

Այս բոլոր խնդիրներն առկա են գործարանային արտադրության սարքերում, սակայն դրանք հատկապես սրվում են տնային ձևավորումներում։ Այսպիսով, նման սարքերում նույնիսկ անբավարար պաշտպանությունը առաջ և հետընթաց ալիքների սենսորների բլոկի ներսում կարող է կարևոր դեր խաղալ:

Ինչ վերաբերում է գործարանային արտադրության սարքերին, ապա դրանց իրական բնութագրերը ցույց տալու համար, հրապարակված վերանայման տվյալները: ARRL լաբորատորիայում փորձարկվել են տարբեր ընկերությունների հինգ հզորության և SWR հաշվիչներ: Գինը՝ 100-ից 170 ԱՄՆ դոլար։ Չորս սարքերում օգտագործվել են առաջ և հետադարձ (արտացոլվող) հզորության երկու ցուցիչ, ինչը հնարավորություն է տվել անմիջապես կարդալ SWR արժեքը սարքի համակցված մասշտաբով: Գրեթե բոլոր սարքերն ունեին հզորության չափման նկատելի սխալ (մինչև 10 ... 15%) և հաճախականության մեջ դրա ցուցման նկատելի անհավասարություն (2 ... 28 ՄՀց հաճախականության տիրույթում): Այսինքն, կարելի է ակնկալել, որ SWR-ի ընթերցման սխալը կլինի ավելի բարձր, քան տրված արժեքները։ Ավելին, ոչ բոլոր սարքերը, միացված լինելով ալեհավաքին համարժեքին, ցույց տվեցին SWR=1։ Նրանցից մեկը (ոչ ամենաէժանը) նույնիսկ ցույց տվեց 1.25 28 ՄՀց հաճախականությամբ:
Այլ կերպ ասած, դուք պետք է զգույշ լինեք, երբ ստուգեք տնական SWR հաշվիչներ այն գործիքների համար, որոնք արտադրվում են ռադիոսիրողների համար: Եվ վերը նշվածի լույսի ներքո բավականին ծիծաղելի են հնչում որոշ ռադիոսիրողների հայտարարությունները, որոնք հաճախ կարելի է լսել եթերում կամ կարդալ ինտերնետի կամ ամսագրերի սիրողական ռադիոհոդվածներում, որ նրանք ունեն SWR, օրինակ՝ 1.25 ։ .. Այո, և թվային ընթերցման արժեքների ներդրման նպատակահարմարությունը նման սարքերում SWR-ն այնքան էլ օգտակար չի թվում:

Բորիս ՍՏԵՓԱՆՈՎ

Վերադարձի կորուստը, արտացոլման գործակիցը և կանգնած ալիքի հարաբերակցությունը օգտագործվում են աղբյուրի, բեռնվածքի և հաղորդման գծի բարդ դիմադրությունների (էլեկտրական դիմադրությունների) հետևողականությունը/համընկնումը գնահատելու համար: Հաշվի առեք այս պարամետրերի ֆիզիկական նշանակությունը և դրանց փոխհարաբերությունները:

Սահմանումներ

Վերադարձի կորուստը (վերադարձի կորուստ, վերադարձի կորուստ) էլեկտրահաղորդման գծի կամ մանրաթելի անջատումից վերադարձված/արտացոլված ազդանշանի ուժի կորուստն է: Այս արժեքը սովորաբար արտահայտվում է դեցիբելներով (dB).

• RL dB - վերադարձի կորուստ դեցիբելներով;
• P pad - միջադեպի հզորություն;
• P neg - արտացոլված ուժ:

Լարման արտացոլման գործակիցը, Γ-ը արտացոլված և ընկնող ալիքների բարդ լարման ամպլիտուդների հարաբերակցությունն է։

\[Γ = ( U_(neg) \over U_(pad) )\]

Արտացոլման գործակիցը որոշվում է բեռնվածքի Z բեռի և աղբյուրի Z աղբյուրի բարդ դիմադրություններով.

\[Γ = ( (Z_(բեռնում) - Z_(est)) \over ( Z_(բեռնում) + Z_(est) ) )\]

Նկատի ունեցեք, որ բացասական անդրադարձման գործակիցը նշանակում է, որ արտացոլված ալիքը 180°-ով դուրս է ֆազից:

Մշտական ​​ալիքի հարաբերակցություն (VSWR, VSWR, լարման մշտական ​​ալիքի հարաբերակցություն, SWR, VSWR) - կանգնած ալիքի լարման ամպլիտուդի ամենամեծ արժեքի հարաբերակցությունը ամենափոքրին:

\[SWR = ( U_(st.wave.max) \over U_(st.wave.min) )\]

Քանի որ գծի երկայնքով կանգնած ալիքի ամպլիտուդության անհավասար բաշխումը պայմանավորված է պատահական և արտացոլված ալիքների միջամտությամբ («ավելացում և հանում»), ուստի U st.waves.max ալիքի ամպլիտուդի ամենամեծ արժեքը. գիծը (այսինքն, ամպլիտուդի արժեքը հակահանգույցում) հետևյալն է.

U pad + U neg

իսկ ամպլիտուդի ամենափոքր արժեքը (այսինքն՝ ամպլիտուդի արժեքը հանգույցում) է

U pad - U neg

Ուստի

\[SWR = ( (U_(անկում) + U_(բաց)) \վերջ (U_(անկում) - U_(բաց)) )\]

SWR-ի, վերադարձի կորստի և արտացոլման գործակցի միջև կապը

Ստորև բերված բանաձևերին փոխարինելով և դրանք պարզապես փոխակերպելով՝ դուք ստանում եք հետևյալը.

\[Γ = ( (SWR-1) \վերջ (SWR+1) )\]

\[SWR = ( (1+Γ) \ավելի քան (1-Γ) )\]

\[Γ = 10^((-RL) \ավելի քան 20)\]

\[SWR = ( (1 + 10^((-RL) \ավելի քան 20)) \ավելի քան (1 - 10^((-RL) \ավելի քան 20)) ) \]

Ալեհավաքը տեղադրելուց հետո այն պետք է կարգավորվի նվազագույն SWR արժեքի համար աշխատանքային հաճախականության հատվածի միջնամասում, կամ եթե այն նախատեսված է աշխատել միայն մեկ հաճախականության վրա, համաձայն. նվազագույն արժեքը SWR այս հաճախականությամբ:
Ի՞նչ է KSV-ն: SWR - կանգնած ալիքի հարաբերակցությունը - ալեհավաք-սնուցող ուղու համապատասխանության չափանիշ է: Այն ցույց է տալիս ալեհավաքի էներգիայի կորստի տոկոսը: Էլեկտրաէներգիայի կորուստ ժամը տարբեր արժեքներ SWR-ը ներկայացված է Աղյուսակ 1-ում:

Աղյուսակ 1. Էլեկտրաէներգիայի կորուստ SWR տարբեր արժեքներով

Նկ 1. SWR հաշվիչի միացման դիագրամ

ՈՒՇԱԴՐՈՒԹՅՈՒՆ!!! Սարքը պետք է կարողանա աշխատել ձեր ելքային հզորությամբ: Այսինքն, եթե սարքը նախատեսված է առավելագույնը 10 Վտ հզորության համար, իսկ դրա մուտքի վրա կիրառվի 100 Վտ, ապա արդյունքը ծխի տեսքով միանգամայն ակնհայտ և հոտառության օրգանների կողմից բավականին շոշափելի կլինի։ Անջատիչը պետք է լինի FWD (ուղիղ միացված) դիրքում: Հանդեսը միացնելով, պետք է գրիչով սլաքը սլաքը դնել սանդղակի ծայրին: Այսպիսով, գործիքի ընթերցումների չափաբերումը կատարվում է: Դուք պետք է չափաբերեք սարքը ամեն անգամ, երբ փոխեք գործառնական հաճախականությունը: Այնուհետև, սարքը միացնելով (անջատված հանդերձանքով) REF դիրքի (հետադարձ միացում), միացրեք հանդերձանքը և կարդացեք SWR արժեքը գործիքի սանդղակի վրա:

Դիտարկենք ալեհավաքը C ցանցի միջին հաճախականությանը (հաճախականությունը 27,205 ՄՀց) կարգավորելու օրինակ՝ փոխելով կապի երկարությունը: Նախ անհրաժեշտ է չափել SWR արժեքը C ցանցի 1-ին ալիքի վրա: Այնուհետև C ցանցի վերջին (40) ալիքի վրա: Եթե SWR արժեքը երկու դեպքում էլ 3-ից մեծ է, ապա ալեհավաքը ճիշտ չի տեղադրվել, նախատեսված չէ այս տիրույթում աշխատելու համար կամ ունի անսարքություններ: Եթե ​​1-ին ալիքում չափված SWR-ն ավելի մեծ է, քան 40-րդ ալիքի SWR-ի արժեքը, ապա պետք է կարճացնել պտուտակի երկարությունը, եթե հակառակը, ապա քորոցը պետք է երկարացվի (դուրս քաշվի բռնակից): Մենք վեր ենք կենում C ցանցի 20-րդ ալիքով, չափում ենք SWR-ը, հիշում դրա արժեքը։ Անցնում ենք պտուտակն ամրացնող պտուտակները, տեղափոխում ենք այն 7-10 մմ ճիշտ ուղղությամբ, ամրացնում ենք պտուտակները, նորից ստուգում SWR-ը։ Եթե ​​քորոցը ամբողջ ճանապարհով ներս է մղվում, և SWR-ը դեռ բարձր է, ապա դուք ստիպված կլինեք ֆիզիկապես կրճատել քորոցը: Եթե ​​քորոցը երկարացվի առավելագույնը, ապա դուք ստիպված կլինեք մեծացնել համապատասխան կծիկի երկարությունը: Տեղադրեք քորոցը լեռան մեջտեղում: Մենք կծում ենք 5-7 մմ, չափում ենք SWR-ը, նորից կծում ենք: Միևնույն ժամանակ մենք համոզվում ենք, որ SWR արժեքը նվազում է: Հենց որ այն հասնում է նվազագույնի և սկսում է աճել, մենք դադարում ենք ծաղրել քորոցը և այնուհետև կարգավորում ենք դրա երկարությունը՝ փոխելով դիրքը ալեհավաքում: Այսպիսով, մենք գտնում ենք նվազագույն SWR:

Խնդրում ենք նկատի ունենալ, որ ալեհավաքը պետք է կարգավորվի միայն իր ՎԵՐՋՆԱԿԱՆ տեղադրման վայրում: Սա նշանակում է, որ ալեհավաքը մեկ այլ տեղ տեղափոխելուց հետո այն նորից պետք է կարգավորվի:

Եթե ​​դուք ստացել եք SWR մոտ 1.1-1.3, սա գերազանց արդյունք.

Եթե ​​դուք ստանում եք SWR մոտ 1.3-1.7, դա նույնպես լավ է, և դուք անհանգստանալու ոչինչ չունեք:

Եթե ​​SWR-ը 1,8 - 2 է, ապա պետք է ուշադրություն դարձնել ՌԴ միակցիչների կորուստներին (մալուխի ոչ պատշաճ ավարտ, մալուխի կենտրոնի միջուկի վատ զոդում և այլն) ալեհավաքի համար համապատասխանության այս մակարդակը կնշանակի, որ այն խնդիրներ ունի. համընկնում է, և այն ճշգրտման կարիք ունի:

SWR 2.1 - 5 նշանակում է ալեհավաքի հստակ անսարքություն կամ դրա սխալ տեղադրում: SWR 5-ից ավելի նշանակում է մալուխի կամ ալեհավաքի կենտրոնական միջուկի կոտրվածք:

Մեկ այլ աղբյուրից

50-օմ մալուխի երկարությունը կիսաալիք, «կիսաալիքային հետևող» ռեժիմում (վավեր է ամուր պոլիէթիլենային միջուկի մեկուսացումով մալուխների համար)

Կես ալիքների քանակը
Ցանց «C» Ցանց «D» Ցանցեր «C» և «D»

Կենտրոնական հաճախականությունը ՄՀց
27.5

Մալուխի երկարությունը
1 3,639 մ 3,580 մ 3,611 մ
2 7.278 մ 7.160 մ 7.222 մ
3 10,917 մ 10,739 մ 10,833 մ
4 14.560 մ 14.319 մ 14.444 մ
5 18.195 մ 17.899 մ 18.055 մ

Սնուցիչը ալեհավաքին համապատասխանեցնելու որակը (SWR մետր) չափելու սարքը անփոխարինելի է անբաժանելի մասն էսիրողական ռադիոկայան. Որքանո՞վ է հավաստի տեղեկատվություն ալեհավաքի տնտեսության վիճակի մասին նման սարքը: Պրակտիկան ցույց է տալիս, որ ոչ բոլոր գործարանային արտադրության SWR հաշվիչներն են ապահովում չափման բարձր ճշգրտություն: Սա նույնիսկ ավելի ճիշտ է, երբ մենք խոսում ենքինքնաշեն կառույցների մասին. Ընթերցողների ուշադրությանը ներկայացված հոդվածում դիտարկվում է ընթացիկ տրանսֆորմատորով SWR հաշվիչ: Այս տեսակի սարքերը լայնորեն օգտագործվում են ինչպես պրոֆեսիոնալների, այնպես էլ ռադիոսիրողների կողմից: Հոդվածը տալիս է իր աշխատանքի տեսությունը և վերլուծում չափումների ճշգրտության վրա ազդող գործոնները։ Այն ավարտվում է SWR հաշվիչների երկու պարզ գործնական դիզայնի նկարագրությամբ, որոնց բնութագրերը կբավարարեն ամենախստապահանջ ռադիոսիրողին:

Մի քիչ տեսություն

Եթե ​​հաղորդիչին միացված Zo ալիքային դիմադրություն ունեցող միատարր միացնող գիծը (սնուցիչը) բեռնված է Zn≠Zo դիմադրությամբ, ապա դրանում առաջանում են և՛ ընկնող, և՛ անդրադարձվող ալիքներ։ Արտացոլման գործակիցը r (արտացոլում) ընդհանուր առմամբ սահմանվում է որպես բեռից արտացոլված ալիքի ամպլիտուդի հարաբերակցությունը ընկնող ալիքի ամպլիտուդիային: Ընթացիկ արտացոլման գործակիցները r և լարման ru հավասար են արտացոլված և ընկնող ալիքների համապատասխան մեծությունների հարաբերակցությանը։ Արտացոլվող հոսանքի փուլը (կապված հոսանքի նկատմամբ) կախված է Zn-ի և Zо-ի հարաբերակցությունից: Եթե ​​Zн>Zо, ապա արտացոլված հոսանքը կլինի հակափուլ անկումային մեկին, իսկ եթե Zn

R արտացոլման գործակցի արժեքը որոշվում է բանաձևով

որտեղ Rn-ը և Xn-ը համապատասխանաբար ծանրաբեռնվածության դիմադրության ակտիվ և ռեակտիվ բաղադրիչներն են: Զուտ ակտիվ բեռնվածությամբ Xn = 0 բանաձևը պարզեցվում է r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo): Օրինակ, եթե 50 ohms բնորոշ դիմադրություն ունեցող մալուխը բեռնված է 75 օմ ռեզիստորով, ապա արտացոլման գործակիցը կլինի r = (75-50)/(75+50) = 0,2:

Նկ. 1a ցույց է տալիս լարման Ul-ի և ընթացիկ Il-ի բաշխումը գծի երկայնքով այս կոնկրետ դեպքի համար (գծի կորուստները հաշվի չեն առնվում): Հոսանքի համար y առանցքի երկայնքով սանդղակը վերցված է Z անգամ ավելի մեծ, այս դեպքում երկու գրաֆիկներն էլ կունենան նույն ուղղահայաց չափը: Կետագիծը Ulo լարման և հոսանքի Ilo գրաֆիկներն են այն դեպքում, երբ Rн=Zо։ Օրինակ՝ վերցված է λ երկարությամբ գծային հատված։ Իր ավելի երկար երկարությամբ օրինաչափությունը ցիկլային կերպով կկրկնվի յուրաքանչյուր 0,5լ: Գծի այն կետերում, որտեղ անկման և արտացոլված փուլերը համընկնում են, լարումը առավելագույնն է և հավասար է Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0.2) = 1.2Ulo, իսկ այնտեղ, որտեղ փուլերը հակադիր են, այն նվազագույն է և հավասար է Ul min = Ulo (1 - 0.2) = = 0.8 Ulo: Ըստ սահմանման, SWR \u003d Ul max / / Ul min \u003d 1l2Ulo / 0I8Ulo \u003d 1I5:

SWR-ի և r-ի հաշվարկման բանաձևերը կարող են գրվել նաև այսպես՝ SWR = (1+r)/(1-r) և r = = (SWR-1)/(SWR+1): Մենք նշում ենք կարևոր կետ՝ առավելագույն և նվազագույն լարումների գումարը Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno, և դրանց տարբերությունը Ul max - Ul min = 2Ulo: Ստացված արժեքների հիման վրա հնարավոր է հաշվարկել Ընկնող ալիքի հզորությունը Рpad = Ulo2/Zo եւ արտացոլված ալիքի հզորությունը Pref = (rUlo)2/Zo։ Մեր դեպքում (SWR = 1.5 և r = 0.2) արտացոլված ալիքի հզորությունը կկազմի անկման ալիքի հզորության միայն 4% -ը:

SWR-ի որոշումը՝ գծի հատվածի երկայնքով լարման բաշխումը չափելով՝ Ul max և Ul min արժեքների որոնման համար, նախկինում լայնորեն օգտագործվում էր:

ոչ միայն բաց օդային գծերի, այլ նաև կոաքսիալ սնուցիչների վրա (հիմնականում VHF-ի վրա): Դա անելու համար մենք օգտագործեցինք սնուցիչի չափիչ հատվածը, որն ունի երկար երկայնական բնիկ, որի երկայնքով շարժվում էր տրոլեյբուսը դրա մեջ տեղադրված զոնդով - ՌԴ վոլտմետրի գլուխը:

SWR-ը կարելի է որոշել՝ չափելով ընթացիկ Il-ը գծի լարերից մեկում՝ 0,5λ-ից պակաս երկարությամբ հատվածում: Սահմանելով առավելագույն և նվազագույն արժեքները, հաշվարկեք SWR \u003d Imax / Imin: Հոսանքը չափելու համար օգտագործվում է հոսանքի լարման փոխարկիչ՝ հոսանքի տրանսֆորմատորի (TT) տեսքով՝ բեռի դիմադրությամբ, որի լարումը համաչափ է և փուլային է չափված հոսանքին։ Մենք նշում ենք մի հետաքրքիր փաստ. TT-ի որոշակի պարամետրերով, դրա ելքում հնարավոր է ձեռք բերել լարման հավասար լարման գծի վրա (հաղորդիչների միջև), այսինքն. Utl = IlZo.

Նկ. 1b-ը միասին ցույց է տալիս Ul-ի փոփոխության գրաֆիկը գծի երկայնքով և Utl-ի փոփոխության գրաֆիկը: Գրաֆիկները ունեն նույն ամպլիտուդը և ձևը, բայց միմյանց նկատմամբ շեղված են 0,25X-ով: Այս կորերի վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ հնարավոր է որոշել g (կամ SWR)՝ միաժամանակ չափելով Ul-ի և UTL-ի արժեքները գծի ցանկացած կետում: Երկու կորերի առավելագույն և նվազագույնի տեղերում (կետ 1 և 2), սա ակնհայտ է. տարբերությունը 2rUlo է: Միջանկյալ կետերում Ul-ը և Utl-ը փուլային են, և դրանք պետք է արդեն ավելացվեն որպես վեկտորներ, այնուամենայնիվ, վերը նշված հարաբերությունները պահպանվում են, քանի որ արտացոլված լարման ալիքը միշտ հակադարձ փուլով է արտացոլված ընթացիկ ալիքին, և rUlo = rUtlo:

Հետևաբար, վոլտմետր, տրամաչափված հոսանքի լարման փոխարկիչ և գումարում-հանում պարունակող սարքը հնարավորություն կտա որոշել գծի այնպիսի պարամետրեր, ինչպիսիք են r կամ SWR, ինչպես նաև Ppad և Rotr, երբ այն միացված է ցանկացած կետում: տող.

Այս տեսակի սարքերի մասին առաջին տեղեկությունները թվագրվում են 1943 թվականին և վերարտադրվում են: Հեղինակին հայտնի առաջին գործնական սարքերը նկարագրված են. Որպես հիմք ընդունված շղթայի տարբերակը ներկայացված է Նկ. 2. Սարքը պարունակում էր.

• լարման սենսոր - կոնդենսիվ բաժանիչ C1 և C2-ի, Uc ելքային լարման հետ, շատ ավելի քիչ, քան Ul գծի լարումը: p \u003d Uc / Ul հարաբերակցությունը կոչվում է միացման գործակից.
• ընթացիկ տրանսֆորմատոր T1, փաթաթված կարբոնիլային օղակի մագնիսական շղթայի վրա: Նրա առաջնային ոլորունն ուներ մեկ պտույտ օղակի կենտրոնով անցնող հաղորդիչի տեսքով, երկրորդականը՝ n պտույտ, երկրորդական ոլորուն բեռը՝ ռեզիստոր R1, ելքային լարումը ՝ 2Ut: Երկրորդական ոլորուն կարող է պատրաստվել երկու առանձին ոլորուններից, որոնցից յուրաքանչյուրը լարում է Ut-ով և իր սեփական բեռի դիմադրությամբ, սակայն կառուցվածքային առումով ավելի հարմար է մեկ ոլորուն մեջտեղից ծորակով պատրաստելը.
• դետեկտորներ VD1 և VD2 դիոդների վրա, անջատիչ SA1 և վոլտմետր PA1 միկրոամպաչափի վրա՝ լրացուցիչ ռեզիստորներով:

T1 տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորուն միացված է այնպես, որ երբ հաղորդիչը միացված է ձախ միակցիչին ըստ շղթայի, իսկ բեռը միացված է աջին, Uc + UT ընդհանուր լարումը մատակարարվում է VD1 դիոդին: , իսկ լարման տարբերությունը կիրառվում է VD2 դիոդի վրա։ Երբ գծի ալիքի դիմադրությանը հավասար դիմադրողական բեռը միացված է SWR հաշվիչի ելքին, արտացոլված ալիք չկա, և, հետևաբար, ՌԴ լարումը VD2-ի վրա կարող է լինել զրո: Սա ձեռք է բերվում սարքը հավասարակշռելու գործընթացում` հավասարեցնելով UT և Uc լարումները C1 թյունինգային կոնդենսատորի միջոցով: Ինչպես ցույց է տրված վերևում, նման կարգավորումից հետո լարման տարբերության մեծությունը (Zн≠Zо-ում) համաչափ կլինի արտացոլման r գործակցին: Իրական ծանրաբեռնվածությամբ չափումները կատարվում են հետևյալ կերպ. Նախ, դիագրամում («Միջադեպի ալիք») ցուցադրված SA1 անջատիչի դիրքում R3 տրամաչափման փոփոխական ռեզիստորը գործիքի սլաքը դնում է սանդղակի վերջին բաժանմանը (օրինակ՝ 100 μA): Այնուհետև SA1 անջատիչը տեղափոխվում է ներքևի դիրք՝ ըստ սխեմայի («Արտացոլված ալիք») և հաշվվում է r-ի արժեքը: RH = 75 Օմ դեպքում սարքը պետք է ցույց տա 20 μA, որը համապատասխանում է r = 0.2: . SWR արժեքը որոշվում է վերը նշված բանաձևով - SWR \u003d (1 +0.2) / / (1-0.2) \u003d 1.5 կամ SWR \u003d (100 + 20) / / (100-20) \u003d 1.5: Այս օրինակում ենթադրվում է, որ դետեկտորը գծային է - ըստ էության, անհրաժեշտ է ուղղում մտցնել, որը հաշվի է առնում դրա ոչ գծայինությունը: Երբ պատշաճ չափորոշված ​​է, գործիքը կարող է օգտագործվել միջադեպի և արտացոլված հզորությունները չափելու համար:

SWR հաշվիչի՝ որպես չափիչ սարքի ճշգրտությունը կախված է մի շարք գործոններից, առաջին հերթին՝ սարքի հավասարակշռման ճշգրտությունից SA1 «Արտացոլված ալիք» դիրքում Rn = Zo-ում: Իդեալական հավասարակշռությունը համապատասխանում է Uс և Uт լարումներին, որոնք հավասար են մեծությամբ և խիստ հակառակ փուլային, այսինքն՝ դրանց տարբերությունը (հանրահաշվական գումարը) հավասար է զրոյի։ Իրական դիզայնի մեջ միշտ կա անհավասարակշիռ հավասարակշռություն Ures: Դիտարկենք մի օրինակ, թե ինչպես է դա ազդում չափման վերջնական արդյունքի վրա: Ենթադրենք, որ հավասարակշռելիս ստացվել են Uc = 0,5 V և Ut = 0,45 V լարումները (այսինքն անհավասարակշռությունը 0,05 Վ է, որը միանգամայն իրական է): Rn = 75 Օմ բեռի դեպքում 50 օմ գծում մենք իրականում ունենք SWR = 75/50 = 1,5 և r = 0,2, իսկ արտացոլված ալիքի մեծությունը, որը վերահաշվարկված է սարքի մակարդակներին, կլինի rUc = 0.2x0.5 = 0, 1 V և rUt = 0.2x0.45 = 0.09 Վ:

Կրկին անդրադառնանք Նկ. 1b, կորերը, որոնց վրա տրված են SWR = 1,5 (գծի համար Ul և Utl կորերը մեր դեպքում կհամապատասխանեն Uc-ին և Ut-ին): 1-ին կետում Uс max = 0.5 + 0.1 = 0.6 V, Ut min = 0.45 - 0.09 = 0.36 V և SWR = 0.6 / 0.36 = 1.67: 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 Վ կետում, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 և SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35: Այս պարզ հաշվարկից կարելի է տեսնել, որ կախված այն վայրից, որտեղ նման SWR հաշվիչը միացված է իրական SWR = 1,5 գծին, կամ երբ փոխվում է սարքի և բեռի միջև գծի երկարությունը, տարբեր SWR արժեքներ: կարելի է կարդալ՝ 1,35-ից մինչև 1,67:

Ի՞նչը կարող է հանգեցնել ոչ ճշգրիտ հավասարակշռության:

1. Գերմանիումի դիոդի (մեր դեպքում՝ VD2) անջատման լարման առկայությունը, որի դեպքում այն ​​դադարում է վարվել, մոտավորապես 0,05 Վ է: Հետևաբար, UOCT-ում< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Uc կամ UT լարումների հաճախականության կախվածության առկայությունը: Այս դեպքում ճշգրիտ հավասարակշռումը հնարավոր չէ հասնել գործառնական հաճախականության ողջ տիրույթում: Դիտարկենք հնարավոր պատճառներից մեկի օրինակը. Ենթադրենք, սարքն օգտագործում է C2 բաժանարար կոնդենսատոր՝ 150 pF հզորությամբ, 0,5 մմ տրամագծով և 10 մմ երկարությամբ մետաղալարերի լարերով: Այս տրամագծով 20 մմ երկարությամբ մետաղալարերի չափված ինդուկտիվությունը L = 0,03 μH է: f = 30 ՄՀց գործառնական վերին հաճախականության դեպքում կոնդենսատորի դիմադրությունը կլինի Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Օմ, տերմինալների ընդհանուր ռեակտիվությունը XL = 22πfL = j5,7 Օմ: Արդյունքում, բաժանարարի ստորին թևի դիմադրությունը կնվազի մինչև -j35.4 + j5f7 = -j29.7 Օմ (այն համապատասխանում է 177 pF կոնդենսատորին): Միևնույն ժամանակ, 7 ՄՀց-ից և ցածր հաճախականությունների դեպքում կապարների ազդեցությունը աննշան է: Հետևաբար եզրակացությունը. բաժանարարի ստորին թևում պետք է օգտագործվեն ոչ ինդուկտիվ կոնդենսատորներ նվազագույն լարերով (օրինակ՝ հղում կամ սնուցող) և մի քանի կոնդենսատոր պետք է միացվեն զուգահեռ: «Վերին» կոնդենսատոր C1-ի եզրակացությունները գործնականում չեն ազդում իրավիճակի վրա, քանի որ վերին կոնդենսատորի Xc-ն մի քանի տասնյակ անգամ ավելի մեծ է, քան ստորինինը: Հնարավոր է ձեռք բերել միասնական հավասարակշռություն գործառնական հաճախականության ողջ գոտում՝ օգտագործելով օրիգինալ լուծում, որը կքննարկվի գործնական նախագծերի նկարագրության մեջ:

3.2. Երկրորդային ոլորուն T1-ի ինդուկտիվ դիմադրությունը գործառնական տիրույթի ավելի ցածր հաճախականություններում (~ 1,8 ՄՀց) կարող է զգալիորեն շեղել R1-ը, ինչը կհանգեցնի UT-ի և դրա փուլային տեղաշարժի նվազմանը:

3.3. Դիմադրություն R2-ը դետեկտորի սխեմայի մի մասն է: Քանի որ, ըստ սխեմայի, այն շանթում է C2-ը, ավելի ցածր հաճախականությունների դեպքում բաժանման գործոնը կարող է ստանալ հաճախականության և փուլային կախվածություններ:

3.4. Նկ.-ի սխեմայում: VD1-ի կամ VD2-ի 2 դետեկտորները բաց վիճակում շեղում են C2-ի կոնդենսիվ բաժանարարի ստորին թևը իրենց մուտքային դիմադրությամբ RBX, այսինքն՝ RBX-ը գործում է այնպես, ինչպես R2-ը: RBX-ի ազդեցությունը աննշան է (R3 + R2) ավելի քան 40 կՕհմ, ինչը պահանջում է RA1 զգայուն ցուցիչի օգտագործումը 100 μA-ից ոչ ավելի ընդհանուր շեղման հոսանքով և VD1-ի վրա RF լարման առնվազն 4 Վ:

3.5. SWR հաշվիչի մուտքային և ելքային միակցիչները սովորաբար գտնվում են միմյանցից 30...100 մմ հեռավորության վրա: 30 ՄՀց հաճախականության դեպքում միակցիչների մոտ լարման փուլային տարբերությունը կլինի α= [(0.03... 0.1)/10]360°- 1... 3.5°: Ինչպես դա կարող է ազդել աշխատանքի վրա, ցույց է տրված Նկ. 3ա և նկ. 3բ. Այս թվերի սխեմաների տարբերությունը միայն այն է, որ C1 կոնդենսատորը միացված է տարբեր միակցիչների (T1-ը երկու դեպքում էլ միակցիչների միջև դիրիժորի մեջտեղում է):

Առաջին դեպքում չփոխհատուցվող մնացորդը կարող է կրճատվել, եթե UOCT փուլը շտկվի՝ օգտագործելով փոքր զուգահեռ միացված կոնդենսատոր Sk, իսկ երկրորդ դեպքում՝ միացնելով փոքր ինդուկտիվություն Lk մետաղալարային օղակի տեսքով R1-ի հետ: Այս մեթոդը հաճախ օգտագործվում է ինչպես տնային, այնպես էլ «սեփական» SWR հաշվիչներում, բայց դա չպետք է արվի: Դա ստուգելու համար բավական է սարքը շրջել այնպես, որ մուտքային միակցիչը դառնա ելք: Միևնույն ժամանակ, փոխհատուցումը, որն օգնեց մինչև հերթը, կդառնա վնասակար՝ Uoct-ը զգալիորեն կաճի։ Անհամապատասխան բեռով իրական գծի վրա աշխատելիս, կախված գծի երկարությունից, սարքը կարող է հասնել գծի մի տեղ, որտեղ ներդրված ուղղումը «կբարելավի» իրական SWR-ը կամ, ընդհակառակը, «վատթարացնի» այն: Ամեն դեպքում, դա սխալ կլինի: Առաջարկությունն այն է, որ միակցիչները հնարավորինս մոտ տեղադրեք միմյանց և օգտագործեք ներքևում գտնվող սխեմայի բնօրինակ դիզայնը:

Ցույց տալու համար, թե վերը քննարկված պատճառները որքան ուժեղ կարող են ազդել SWR հաշվիչի ցուցումների հուսալիության վրա, Նկար 1. 4-ը ցույց է տալիս երկու հավաքովի գործիքների փորձարկման արդյունքները: Ստուգումը բաղկացած էր նրանից, որ գծի վերջում տեղադրվել է չհամընկնող բեռ՝ հաշվարկված SWR = 2,25, որը բաղկացած է մի շարք սերիական միացված մալուխային հատվածներից՝ Zо = 50 Օմ, յուրաքանչյուրը λ/8 երկարությամբ:

Չափումների ժամանակ գծի ընդհանուր երկարությունը տատանվում էր λ/8-ից մինչև 5/8λ: Փորձարկվել է երկու սարք՝ էժան BRAND X (կոր 2) և լավագույն մոդելներից մեկը՝ BIRD 43 (կոր 3): Կորը 1 ցույց է տալիս իրական SWR: Ինչպես ասում են՝ մեկնաբանություններն ավելորդ են։

Նկ. 5-ը ցույց է տալիս չափման սխալի կախվածության գրաֆիկը SWR հաշվիչի ուղղորդման գործակից D (ուղղորդություն) արժեքից: Նմանատիպ գրաֆիկները բերված են KBV \u003d 1 / SWR-ի համար: Ինչ վերաբերում է Նկ. 2, այս գործակիցը հավասար է VD1 և VD2 դիոդների ՌԴ լարումների հարաբերակցությանը, երբ միացված է բեռի SWR հաշվիչի ելքին Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures): Այսպիսով, որքան լավ էր հնարավոր հավասարակշռել միացումը (որքան փոքր է Ures), այնքան բարձր D. Դուք կարող եք նաև օգտագործել PA1 ցուցիչի ընթերցումները - D = 20 x x lg (Ifall / Iotr): սակայն, այս D արժեքը կլինի ավելի քիչ ճշգրիտ դիոդների ոչ գծայինության պատճառով:

Գրաֆիկի վրա իրական SWR արժեքները գծագրվում են հորիզոնական առանցքի երկայնքով, իսկ չափվածները, հաշվի առնելով սխալը, կախված SWR հաշվիչի D արժեքից, գծագրվում են ուղղահայաց առանցքի վրա: Կետավոր գիծը ցույց է տալիս օրինակ՝ իրական SWR \u003d 2, D \u003d 20 դԲ ունեցող սարքը կտա 1,5 կամ 2,5 ընթերցումներ, իսկ D \u003d 40 դԲ-ով համապատասխանաբար 1,9 կամ 2,1:

Ինչպես հետևում է գրականության տվյալներից, SWR հաշվիչը ըստ նկ. 2-ն ունի D - 20 դԲ: Սա նշանակում է, որ առանց էական ուղղման այն չի կարող օգտագործվել ճշգրիտ չափումների համար:

SWR-ի սխալ ընթերցումների երկրորդ կարևորագույն պատճառը կապված է դետեկտորային դիոդների ընթացիկ-լարման բնութագրիչի ոչ գծայինության հետ: Սա հանգեցնում է ցուցումների կախվածությանը մատակարարվող էներգիայի մակարդակից, հատկապես PA1 ցուցիչի սանդղակի սկզբնական մասում: Բրենդավորված SWR մետրերում ցուցիչի վրա հաճախ կատարվում են երկու սանդղակներ՝ ցածր և բարձր հզորության մակարդակների համար:

Ընթացիկ տրանսֆորմատոր T1-ը SWR հաշվիչի կարևոր մասն է: Դրա հիմնական բնութագրերը նույնն են, ինչ ավելի ծանոթ լարման տրանսֆորմատորին. առաջնային ոլորուն n1 և երկրորդական n2 պտույտների քանակը, փոխակերպման հարաբերակցությունը k \u003d n2 / n1, երկրորդական ոլորուն հոսանք I2 \u003d l1 / k: Տարբերությունն այն է, որ առաջնային ոլորուն միջով հոսանքը որոշվում է արտաքին սխեմայով (մեր դեպքում սա սնուցման հոսանքն է) և կախված չէ երկրորդական ոլորուն R1-ի բեռի դիմադրությունից, հետևաբար ընթացիկ l2-ը նույնպես չի գործում: կախված է R1 դիմադրության դիմադրության արժեքից: Օրինակ, եթե P = 100 Վտ հզորությունը փոխանցվում է Zo \u003d 50 Ohm սնուցիչի միջոցով, ընթացիկ I1 \u003d √P / Zo \u003d 1,41 Ա, իսկ k \u003d 20-ում երկրորդային ոլորուն հոսանքը կլինի l2 \u003d I1 / k: - 0,07 Ա. Երկրորդային ոլորուն ելքերի վրա լարումը կորոշվի R1 արժեքով. 2UT = l2 x R1, իսկ R1 = 68 Օմ-ում այն ​​կլինի 2UT = 4,8 Վ: P = (2UT) ռեզիստորի վրա ցրված հզորությունը: ) 2 / R1 = 0,34 Վտ. Եկեք ուշադրություն դարձնենք ընթացիկ տրանսֆորմատորի առանձնահատկությունին. որքան քիչ պտտվում է երկրորդական ոլորուն, այնքան մեծ է լարումը նրա տերմինալներում (նույն R1-ի համար): Ընթացիկ տրանսֆորմատորի համար ամենադժվար ռեժիմը անգործության ռեժիմն է (R1 = ∞), մինչդեռ դրա ելքի լարումը կտրուկ աճում է, մագնիսական շղթան այնքան է հագեցած և տաքանում, որ այն կարող է փլուզվել:

Շատ դեպքերում առաջնային ոլորման մեջ օգտագործվում է մեկ պտույտ: Այս կծիկը կարող է ունենալ տարբեր ձևեր, ինչպես ցույց է տրված Նկ. 6ա և նկ. 6, բ (դրանք համարժեք են), բայց ոլորուն ըստ նկ. 6, մեջ - սա արդեն երկու հերթափոխ է:

Առանձին խնդիր է մարմնին միացված էկրանի օգտագործումը խողովակի տեսքով կենտրոնական մետաղալարերի և երկրորդական ոլորման միջև: Մի կողմից, էկրանը վերացնում է ոլորունների միջև կոնդենսիվ կապը, ինչը որոշակիորեն բարելավում է տարբերության ազդանշանի հավասարակշռությունը. մյուս կողմից էկրանին հայտնվում են պտտվող հոսանքներ, որոնք նույնպես ազդում են հավասարակշռման վրա։ Պրակտիկան ցույց է տվել, որ էկրանով և առանց էկրանի կարելի է մոտավորապես նույն արդյունքները ստանալ: Եթե ​​էկրանը դեռ օգտագործվում է, ապա դրա երկարությունը պետք է լինի նվազագույն, մոտավորապես հավասար է կիրառվող մագնիսական շղթայի լայնությանը և միացված է մարմնին լայն կարճ հաղորդիչով: Էկրանի «հիմնավորումը» պետք է կատարվի միջին գծի վրա, երկու միակցիչներից հավասար հեռավորության վրա: Էկրանի համար դուք կարող եք օգտագործել 4 մմ տրամագծով փողային խողովակ հեռադիտակային ալեհավաքներից:

SWR հաշվիչների համար մինչև 1 կՎտ հզորությամբ միջանցքային հզորության համար հարմար են ֆերիտային օղակաձև մագնիսական սխեմաներ K12x6x4 և նույնիսկ K10x6x3 չափսերով: Պրակտիկան ցույց է տվել, որ պտույտների օպտիմալ թիվը n2 = 20 է: 40 ... 60 μH երկրորդական ոլորուն ինդուկտիվությամբ ստացվում է հաճախականության ամենամեծ միատեսակությունը (թույլատրելի արժեքը մինչև 200 μH է): Հնարավոր է օգտագործել 200-ից 1000 թափանցելիությամբ մագնիսական սխեմաներ, մինչդեռ ցանկալի է ընտրել այնպիսի չափ, որը կապահովի ոլորման օպտիմալ ինդուկտիվություն:

Հնարավոր է օգտագործել ավելի ցածր թափանցելիությամբ մագնիսական սխեմաներ, եթե կիրառեք ավելի մեծ չափսեր, ավելացնեք պտույտների քանակը և (կամ) նվազեցնեք դիմադրությունը R1: Եթե ​​առկա մագնիսական սխեմաների թափանցելիությունը անհայտ է, ապա այն կարելի է որոշել ինդուկտիվաչափով: Դա անելու համար քամին տասը պտտվում է անհայտ մագնիսական շղթայի վրա (միջուկի ներքին անցքի յուրաքանչյուր հատում մետաղալարով համարվում է շրջադարձ), չափում է կծիկի ինդուկտիվությունը L (μH) և այս արժեքը փոխարինում μ = բանաձևով: 2.5 LDavg / S, որտեղ Dav-ը մագնիսական շղթայի միջին տրամագիծն է սմ-ով; S-ը միջուկի խաչմերուկն է սմ 2-ով (օրինակ՝ K10x6x3 Dcp \u003d 0,8 սմ և S \u003d 0,2x0,3 \u003d 0,06 սմ 2-ի համար):

Եթե ​​հայտնի է մագնիսական շղթայի μ, ապա կարելի է հաշվարկել n պտույտի ոլորման ինդուկտիվությունը՝ L = μn 2 S/250Dcp։

Մագնիսական սխեմաների կիրառելիությունը 1 կՎտ կամ ավելի հզորության մակարդակի վրա կարելի է ստուգել նույնիսկ սնուցող 100 Վտ-ում: Դա անելու համար ժամանակավորապես տեղադրեք ռեզիստոր R1, համապատասխանաբար 4 անգամ ավելի մեծ, Ut լարումը նույնպես կաճի 4 անգամ, և դա համարժեք է փոխանցվող հզորության 16 անգամ ավելացմանը: Մագնիսական շղթայի ջեռուցումը կարելի է ստուգել հպումով (ժամանակավոր դիմադրության R1-ի հզորությունը նույնպես կավելանա 4 անգամ): Իրական պայմաններում R1 ռեզիստորի հզորությունը մեծանում է սնուցիչում հզորության աճին համամասնորեն:

SWR մետրեր UT1MA

UT1MA SWR հաշվիչի երկու նմուշները, որոնք կքննարկվեն ստորև, ունեն գրեթե նույն սխեման, բայց տարբեր ձևավորումներ: Առաջին տարբերակում (KMA - 01) բարձր հաճախականության սենսորը և ցուցիչի հատվածը առանձին են։ Սենսորն ունի մուտքային և ելքային կոաքսիալ միակցիչներ և կարող է տեղադրվել սնուցող ուղու ցանկացած կետում: Ցուցանիշին միացված է ցանկացած երկարության եռալար մալուխով։ Երկրորդ տարբերակում (KMA - 02) երկու միավորները գտնվում են մեկ բնակարանում:

SWR - հաշվիչի դիագրամը ներկայացված է նկ. 7 և տարբերվում է նկ. 2 երեք ուղղիչ սխեմաների առկայությամբ:

Դիտարկենք այս տարբերությունները:

1. C1 capacitive divider-ի վերին թևը պատրաստված է երկու նույնական ֆիքսված կոնդենսատորներից C1 = C1 «+ C1» միացված համապատասխանաբար մուտքային և ելքային միակցիչներին: Ինչպես նշվեց հոդվածի առաջին մասում, այս միակցիչների վրա լարման փուլերը փոքր-ինչ տարբեր են, և այս ընդգրկմամբ Uc փուլը միջինացված է և մոտենում է UT փուլին: Սա բարելավում է գործիքի հավասարակշռությունը:
2. L1 կծիկի ներդրման շնորհիվ կոնդենսիվ բաժանարարի վերին թևի դիմադրությունը դառնում է հաճախականությունից կախված, ինչը հնարավորություն է տալիս հավասարեցնել հավասարակշռումը աշխատանքային տիրույթի վերին եզրին (21 ... 30 ՄՀց):
3. Ընտրելով ռեզիստորը R2 (այսինքն՝ R2C2 շղթայի ժամանակի հաստատունը), դուք կարող եք փոխհատուցել UT լարման անկման և դրա փուլային տեղաշարժի հետևանքով առաջացած անհավասարակշռությունը միջակայքի ստորին վերջում (1,8 ... 3,5 ՄՀց):

Բացի այդ, հավասարակշռումն իրականացվում է բաժանարարի ստորին թևում ներառված հարմարվողական կոնդենսատորի միջոցով: Սա հեշտացնում է տեղադրումը և թույլ է տալիս օգտագործել ցածր էներգիայի փոքր չափի հարմարվողական կոնդենսատոր:

Դիզայնը նախատեսում է միջադեպի և արտացոլված ալիքների հզորությունը չափելու հնարավորություն։ Դա անելու համար միացրեք SA2-ը ցուցիչի միացման մեջ R4 փոփոխական տրամաչափման ռեզիստորի փոխարեն, ներմուծվում է թյունինգային դիմադրություն R5, որը սահմանում է չափված հզորության ցանկալի սահմանը:

Օպտիմալ ուղղման և սարքի ռացիոնալ դիզայնի օգտագործումը հնարավորություն է տվել 1,8 ... 30 ՄՀց հաճախականության տիրույթում 35 ... 45 դԲ միջակայքում ձեռք բերել ուղղորդման գործակից D:

SWR հաշվիչներում օգտագործվում են հետևյալ մանրամասները.

T1 տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորունը պարունակում է 2 x 10 պտույտ (ոլորում 2 լարով) 0,35 PEV մետաղալարով, որը հավասարապես տեղադրված է K12 x 6 x 4 ֆերիտային օղակի վրա, որի թափանցելիությունը մոտ 400 է (չափված ինդուկտիվությունը ~ 90 μH):

Resistor R1 - 68 ohm MLT, ցանկալի է առանց պտուտակավոր ակոսի ռեզիստորի մարմնի վրա: 250 Վտ-ից պակաս անցողիկ հզորությամբ բավական է տեղադրել 1 Վտ ցրման հզորությամբ ռեզիստոր, 500 Վտ - 2 Վտ հզորությամբ։ 1 կՎտ հզորությամբ, R1 ռեզիստորը կարող է կազմված լինել երկու ռեզիստորից, որոնք զուգահեռաբար միացված են 130 ohms դիմադրությամբ և յուրաքանչյուրը 2 Վտ հզորությամբ: Այնուամենայնիվ, եթե COP V-մետրը նախատեսված է հզորության բարձր մակարդակի համար, իմաստ ունի կրկնապատկել երկրորդական ոլորուն T1-ի պտույտների քանակը (մինչև 2 x 20 պտույտ): Սա 4 անգամ կնվազեցնի R1 ռեզիստորի պահանջվող էներգիայի սպառումը (այս դեպքում C2 կոնդենսատորը պետք է ունենա երկու անգամ ավելի մեծ հզորություն):

C G և C1 կոնդենսատորներից յուրաքանչյուրի հզորությունը կարող է լինել 2,4 ... 3 pF-ի սահմաններում (KT, KTK, KD 500 Վ աշխատանքային լարման համար P ≥ 1 կՎտ և 200 ... 250 Վ ավելի ցածր հզորության դեպքում): Կոնդենսատորներ C2 - ցանկացած լարման համար (KTK կամ այլ ոչ ինդուկտիվ, մեկ կամ 2 - 3 զուգահեռ), կոնդենսատոր C3 - փոքր չափի հարմարվողական, 3 ... 20 pF հզորության փոփոխության սահմաններով (KPK - M, KT - 4) C2 կոնդենսատորի պահանջվող հզորությունը կախված է կոնդենսիվ բաժանարարի վերին թևի հզորության ընդհանուր արժեքից, որը, բացի C «+ C1» կոնդենսատորներից, ներառում է նաև C0 ~ 1 pF հզորությունը երկրորդական ոլորման միջև: T1 տրանսֆորմատորը և կենտրոնական դիրիժորը: Ստորին թևի ընդհանուր հզորությունը՝ C2 գումարած C3 R1 = 68 Ohm-ում, պետք է մոտավորապես 30 անգամ գերազանցի վերին դիոդների VD1 և VD2 - D311, C4, C5 և C6 կոնդենսատորների հզորությունը. հզորությունը 0,0033 ... 0,01 μF (KM կամ այլ բարձր հաճախականությամբ), ցուցիչ RA1 - M2003 ընդհանուր շեղման հոսանքով 100 μA, փոփոխական ռեզիստոր R4 - 150 kΩ SP - 4 - 2 մ, հարմարվողական ռեզիստոր R4 - 150 kΩ Resistor R3: ունի 10 կՕմ դիմադրություն - այն պաշտպանում է ցուցիչը հնարավոր գերբեռնվածությունից:

Ուղղիչ ինդուկտիվության L1 արժեքը կարող է որոշվել հետևյալ կերպ. Սարքը (առանց L1) հավասարակշռելիս անհրաժեշտ է նշել C3 տրիմերային կոնդենսատորի ռոտորի դիրքերը 14 և 29 ՄՀց հաճախականություններում, այնուհետև զոդել այն և չափել հզորությունը երկու նշված դիրքերում: Ենթադրենք, վերին հաճախականության համար հզորությունը պարզվեց, որ պակաս է 5 pF-ով, իսկ բաժանարարի ստորին թեւի ընդհանուր հզորությունը մոտ 130 pF է, այսինքն՝ տարբերությունը 5/130 է կամ մոտ 4%: Հետևաբար, հաճախականության հավասարեցման համար 29 ՄՀց հաճախականության դեպքում անհրաժեշտ է նվազեցնել նաև թևի վերին դիմադրությունը ~ 4%-ով։ Օրինակ, C1 + C0 = 5 pF հզորությամբ Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, համապատասխանաբար, Xc - j44 Ohm և L1 = XL1 / 2πf = = 0.24 μH:

Հեղինակային սարքերում L1 կծիկը ուներ 8 ... 9 պտույտ PELSHO 0.29 մետաղալարով։ Կծիկի ներքին տրամագիծը 5 մմ է, ոլորունը՝ խիտ, որին հաջորդում է ներծծումը BF-2 սոսինձով։Շրջադարձերի վերջնական թիվը նշվում է տեղում տեղադրելուց հետո։ Սկզբում հավասարակշռումը կատարվում է 14 ՄՀց հաճախականությամբ, այնուհետև հաճախականությունը սահմանվում է 29 ՄՀց և ընտրվում է կծիկի L1 պտույտների քանակը, որի դեպքում սխեման հավասարակշռված է երկու հաճախականություններով՝ C3-ի նույն դիրքում:

Միջին և բարձր հաճախականություններում լավ հավասարակշռություն ձեռք բերելուց հետո սահմանվում է 1,8 ՄՀց հաճախականություն, R2 ռեզիստորի տեղում ժամանակավորապես զոդվում է 15 ... 20 կՕմ դիմադրություն ունեցող փոփոխական դիմադրություն և հայտնաբերվում է արժեք, որի դեպքում UOCT-ն նվազագույն է։ . R2 դիմադրության արժեքը կախված է երկրորդական ոլորուն T1 ինդուկտիվությունից և գտնվում է 5 ... 20 կՕմ-ի սահմաններում՝ 40 ... 200 μH ինդուկտիվության համար (ավելի բարձր դիմադրության արժեքներ ավելի մեծ ինդուկտիվության համար):

Սիրողական ռադիոյի պայմաններում SWR հաշվիչի ցուցիչում ամենից հաճախ օգտագործվում է գծային մասշտաբով միկրոամպեր, և ընթերցումն իրականացվում է ըստ SWR \u003d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr) բանաձևի, որտեղ I-ը միկրոամպերում է: ցուցիչի ընթերցումը համապատասխանաբար «ընկնող» և «արտացոլվող» ռեժիմներում: Սա հաշվի չի առնում դիոդների CVC-ի սկզբնական հատվածի ոչ գծայինության պատճառով առաջացած սխալը: 7 ՄՀց հաճախականությամբ տարբեր չափերի բեռների օգտագործմամբ փորձարկումը ցույց տվեց, որ մոտ 100 Վտ հզորության դեպքում ցուցիչի ընթերցումները միջինում մեկ բաժանումով (1 մԱ) պակաս են իրական արժեքներից, 25 Վտ-ով` 2,5-ով պակաս: 3 մԱ, իսկ 10 Վտ-ում՝ 4 մԱ-ով: Ուստի պարզ առաջարկություն. 100 վտ հզորությամբ տարբերակի համար գործիքի սլաքի սկզբնական (զրոյական) դիրքը նախօրոք տեղափոխեք մեկ բաժին վերև, իսկ 10 Վտ օգտագործելիս (օրինակ՝ ալեհավաքը կարգավորելիս) ավելացրեք ևս 4 մԱ: «արտացոլված» սանդղակի վրա կարդալը. Օրինակ՝ միջադեպի/արտացոլված ցուցանիշները, համապատասխանաբար, 100/16 µA, իսկ ճիշտ SWR-ը կլինի (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5: Զգալի հզորությամբ՝ 500 Վտ կամ ավելի, այս ուղղումը անհրաժեշտ չէ:

Հարկ է նշել, որ բոլոր տեսակի սիրողական SWR հաշվիչները (հոսանքի տրանսֆորմատորի, կամուրջի, ուղղորդող կցորդիչների վրա) արժեքներ են տալիս արտացոլման գործակից r, և SWR արժեքը այնուհետև պետք է հաշվարկվի: Մինչդեռ հենց r-ն է համաձայնության աստիճանի հիմնական ցուցանիշը, իսկ SWR-ն ածանցյալ ցուցանիշ է։ Դա կարելի է հաստատել նրանով, որ հեռահաղորդակցության մեջ համաձայնության աստիճանը բնութագրվում է անհամապատասխանության թուլացմամբ (նույն r, միայն դեցիբելներով)։ Թանկարժեք ֆիրմային սարքերը նաև ապահովում են հետհաշվարկ, որը կոչվում է վերադարձի կորուստ (վերադարձի կորուստ):

Ի՞նչ է պատահում, եթե սիլիցիումի դիոդներն օգտագործվեն որպես դետեկտոր: Եթե ​​սենյակային ջերմաստիճանում գերմանիումի դիոդն ունի անջատման լարում, որի դեպքում դիոդի միջով հոսանքը կազմում է ընդամենը 0,2 ... 0,3 մԱ, մոտ 0,045 Վ է, ապա սիլիկոնային դիոդն արդեն ունի 0,3 Վ սիլիկոնային դիոդներ, անհրաժեշտ է մեծացնել լարման մակարդակները Uc և UT (!) ավելի քան 6 անգամ: Փորձի ժամանակ D311 դիոդները KD522-ով փոխարինելիս P = 100 Վտ, բեռնվածություն Zn = 75 Օմ և նույն Uc և UT, ստացվել են հետևյալ թվերը՝ փոխարինումից առաջ՝ 100/19 և SWR = 1,48, փոխարինումից հետո՝ 100/։ 12 և հաշվարկված SWR = 1.27: KD522 դիոդների վրա կրկնապատկվող շղթայի օգտագործումը տվեց ավելի վատ արդյունք՝ 100/11 և հաշվարկված SWR = 1.25:

Առանձին տարբերակով սենսորային պատյանը կարող է պատրաստվել պղնձից, ալյումինից կամ զոդվել 1,5...2 մմ հաստությամբ երկկողմանի փայլաթիթեղի ապակեպլաստե թիթեղներից: Նման դիզայնի ուրվագիծը ներկայացված է Նկ. 8, ա.

Պատյանը բաղկացած է երկու խցիկից, մեկը մյուսի դիմաց տեղադրված են HF միակցիչներ (CP - 50 կամ SO - 239 25x25 մմ չափսերով ֆլանզներով), 1,4 մմ տրամագծով մետաղալարից պատրաստված ցատկող՝ պոլիէթիլենային մեկուսացման մեջ՝ տրամագծով։ 4,8 մմ (մալուխից PK50 - 4), հոսանքի տրանսֆորմատոր T1, կոնդենսիվ բաժանարար կոնդենսատորներ և փոխհատուցման կծիկ L1, մյուսում `ռեզիստորներ R1, R2, դիոդներ, թյունինգ և արգելափակող կոնդենսատորներ և փոքր չափի ցածր հաճախականության միակցիչ: Նվազագույն երկարության T1 եզրակացություններ: C1 «և C1» կոնդենսատորների միացման կետը L1 կծիկի հետ «կախված է օդում», իսկ XZ միակցիչի միջին ելքի C4 և C5 կոնդենսատորների միացման կետը միացված է սարքի պատյանին:

2, 3 և 5 միջնորմները ունեն նույն չափերը: Միջնորմ 2-ում անցք չկա, իսկ միջնորմ 5-ում անցք է արվում կոնկրետ ցածր հաճախականության միակցիչի համար, որի միջոցով կմիացվի ցուցիչի միավորը: Միջին ցատկող 3-ում (նկ. 8, բ) երկու կողմից երեք անցքերի շուրջ ընտրվում է փայլաթիթեղ, իսկ անցքերի մեջ տեղադրվում են երեք միջանցիկ հաղորդիչներ (օրինակ՝ M2 և M3 արույրե պտուտակներ): 1-ին և 4-րդ կողային պատերի էսքիզները ներկայացված են նկ. 8, ք. Կետավոր գծերը ցույց են տալիս հոդերը զոդումից առաջ, որը պատրաստված է երկու կողմերից ավելի մեծ ամրության և էլեկտրական շփման համար:

SWR հաշվիչը կարգավորելու և փորձարկելու համար ձեզ հարկավոր է 50 Օհմ բեռնվածքի օրինակելի դիմադրություն (ալեհավաքի համարժեք) 50 ... 100 Վտ հզորությամբ: Հնարավոր սիրողական ռադիոնախագծերից մեկը ներկայացված է Նկ. 11. Այն օգտագործում է ընդհանուր TVO ռեզիստոր՝ 51 ohms դիմադրությամբ և 60 Վտ ցրման հզորությամբ (45 x 25 x 180 մմ չափսերով ուղղանկյուն)։

Ռեզիստորի կերամիկական մարմնի ներսում կա երկար գլանաձև ալիք, որը լցված է դիմադրողական նյութով: Ռեզիստորը պետք է ամուր սեղմված լինի ալյումինե պատյանի հատակին: Սա բարելավում է ջերմության տարածումը և ստեղծում է բաշխված հզորություն, որը բարելավում է լայն թողունակությունը: 2 Վտ ցրման հզորությամբ լրացուցիչ ռեզիստորների օգնությամբ մուտքային բեռի դիմադրությունը սահմանվում է 49,9 ... 50,1 Օմ սահմաններում: Մուտքի վրա փոքր ուղղիչ կոնդենսատորով (~ 10 pF), այս դիմադրության հիման վրա հնարավոր է ստանալ առնվազն 1,05 SWR բեռնվածություն մինչև 30 ՄՀց հաճախականության տիրույթում: Գերազանց բեռներ են ձեռք բերվում P1 - 3 տիպի հատուկ փոքր չափի դիմադրողներից 49,9 ohms անվանական արժեքով, որոնք կարող են դիմակայել զգալի հզորությանը արտաքին ռադիատոր օգտագործելիս:

Կատարվել են սույն հոդվածում նկարագրված տարբեր ընկերությունների և սարքերի SWR հաշվիչների համեմատական ​​փորձարկումներ: Փորձարկումը բաղկացած էր նրանից, որ 75 ohms անզուգական բեռը (համարժեք է գործարանային 100 Վտ հզորությամբ ալեհավաքին) փորձարկված 50 օհմ SWR հաշվիչի միջոցով միացվել է մոտ 100 Վտ ելքային հզորությամբ հաղորդիչին և կատարվել է երկու չափում։ . Մեկը` 10 սմ երկարությամբ կարճ PK50 մալուխով միացնելիս, մյուսը` PK50 ~ 0,25λ երկարությամբ մալուխի միջոցով: Որքան փոքր է ընթերցումների տարածումը, այնքան ավելի հուսալի է սարքը:

29 ՄՀց հաճախականությամբ ստացվել են հետևյալ SWR արժեքները.

• DRAKE WH - 7......1.46/1.54
• DIAMOND SX - 100......1.3/1.7
• ALAN KW-220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1.35/1.65
• UT1MA......1.44/1.5

50 ohms բեռով, ցանկացած երկարության մալուխների համար, բոլոր սարքերը «միաձայն» ցույց տվեցին SWR< 1,1.

RSM-600-ի ընթերցումներում մեծ տարածման պատճառը պարզվել է դրա ուսումնասիրության ընթացքում։ Այս սարքում որպես լարման սենսոր օգտագործվում է ոչ թե կոնդենսիվ բաժանարար, այլ փոխակերպման ֆիքսված հարաբերակցությամբ իջնող լարման տրանսֆորմատոր։ Սա վերացնում է կոնդենսիվ բաժանիչի «խնդիրները», բայց նվազեցնում է սարքի հուսալիությունը բարձր հզորությունները չափելիս (ՌՍՄ - 600-ի առավելագույն հզորությունը ընդամենը 200/400 Վտ է): Նրա շղթայում թյունինգային տարր չկա, ուստի ընթացիկ տրանսֆորմատորի բեռնվածության դիմադրությունը պետք է լինի բարձր ճշգրտության (առնվազն 50 ± 0,5 Օմ), բայց իրականում օգտագործվել է 47,4 Օմ դիմադրություն ունեցող դիմադրություն: Այն 49,9 օհմ ռեզիստորով փոխարինելուց հետո չափման արդյունքները շատ ավելի լավ են դարձել՝ 1,48 / 1,58: Թերևս նույն պատճառը կապված է SX - 100 և KW - 220 գործիքների ընթերցումների մեծ տարածման հետ:

Չափումը անզուգական ծանրաբեռնվածության դեպքում ընտրովի 50 օմ քառորդ ալիքի մալուխով SWR հաշվիչի որակը ստուգելու հուսալի միջոց է: Մենք նշում ենք երեք կետ.

1. Նման փորձարկման համար կարող եք նաև օգտագործել 50 ohms բեռ, եթե դրա մուտքին զուգահեռ միացնեք կոնդենսատոր, օրինակ, վերջում բացված կոաքսիալ մալուխի փոքր հատվածի տեսքով: Միացումը հարմար է կատարվում կոաքսիալ թեյի անցման միջոցով: Փորձարարական տվյալներ - PK50 28 սմ երկարությամբ հատվածով 29 ՄՀց հաճախականությամբ, նման համակցված բեռը ուներ SWR - 1.3, իսկ 79 սմ երկարությամբ - SWR - - 2.5 (ցանկացած բեռ միացրեք միայն SWR մետրին: 50 օմ մալուխով):
2. Գծի իրական SWR-ը մոտավորապես համապատասխանում է երկու ընթերցված արժեքների միջինին (լրացուցիչ քառորդ ալիքի մալուխով և առանց):
3. Իրական ալեհավաք-սնուցող սարքը չափելիս դժվարություններ կարող են առաջանալ հոսանքի պատճառով, որը հոսում է դեպի մալուխի պատյան արտաքին մակերեսը: Նման հոսանքի առկայության դեպքում սնուցողի երկարությունը ներքևից փոխելը կարող է հանգեցնել այս հոսանքի փոփոխության, ինչը կհանգեցնի սնուցողի և իրական SWR-ի բեռի փոփոխությանը: Հնարավոր է նվազեցնել արտաքին հոսանքի ազդեցությունը՝ պտտելով սենյակ մտնող սնուցիչը 15 ... 20 պտույտի տեսքով՝ 15 ... 20 սմ տրամագծով (պաշտպանիչ խեղդուկ)։

գրականություն

1. D. Lechner, P. Finck. Kurzwellen ուղարկող. - Բեռլին: Militarverlag, 1979:
2. Վ.Բ. Bruene- Ուղղորդող Վատմետրերի ներքին նկարներ: - QST, ապրիլ, 1959 թ.
3. D. DeMaw. Ներգծով ՌԴ էլեկտրաէներգիայի հաշվառում: - QST, դեկտեմբեր, 1969 թ.
4. W. Orr, S. Cowan. Ճառագայթային ալեհավաքի ձեռնարկ. - RAC, ԱՄՆ, 1993 թ.
5. Բեկետով Վ., Խարչենկո Կ. Չափումներ և փորձարկումներ սիրողական ռադիո ալեհավաքների նախագծման և ճշգրտման մեջ: - Մ.: Հաղորդակցություն, 1971:

• Android - Ընդհանուր
• Անվտանգություն
• Այլ
• Խաղեր
• Համացանց
• Ստեղնաշարեր
• Մուլտիմեդիա
• Նավիգացիա
• Գրասենյակ
• Ծրագրեր
• Տարբեր
• Համակարգային

Վերջին գրառումները

Դասընկերների մեջ ջնջված կամ արգելափակված էջը վերադարձնելը

Ինչու՞ Vkontakte-ն երաժշտություն չի նվագում և ինչ անել դրա հետ:

Ինչպե՞ս նշել մարդուն Vkontakte-ում:

Բրայան Քարտեզների կենսագրական տվյալներ

VKontakte MP3 ռեժիմ Փոփոխություններ վերջին տարբերակում

Հանրաճանաչ

ՖԻՖԱ-ն վթարի է ենթարկվել մեկնարկի պահին

Փոխարկեք ժամերը րոպեների Microsoft Excel-ում

Գրաֆիկներ և գծապատկերներ Microsoft Excel-ում

Նորություններ

2022-10-21 03:04:00

Nine Store - ինչ է այս ծրագիրը Ներբեռնեք ինը խանութի հին տարբերակը

2021-11-30 17:27:20

Առավելությունները և հեռանկարները

2021-11-30 17:27:20

Գնացեք ձեր էջում դասընկերների մոտ. Մանրամասն տեղեկություններ

2021-11-25 03:14:50

Մասնագիտություն վեբ դիզայներ. Որքա՞ն են նրանք վաստակում և որտեղ սովորել այս մասնագիտությունը:

2021-11-25 03:14:50

Էլեկտրական ցնցում. հետևանքներ, անհրաժեշտ գործողություններ և ճիշտ միջոցներ Ինչպես էլեկտրականացնել ձեռքերը ցնցումներին